Способы формирования сигналов. Способы модуляции и формирование групповых сигналов аналоговых и цифровых ссс

Сигнал на выходе ПП пропорционален измеряемой величине, и его нужно сравнивать с эталонным сигналом. В качестве эталонных используются специально сформированные сигналы или, как это делается в механических и электромеханических приборах, позиционные М П, скоростные М С, ускорительные М УС моменты, т. е. моменты, пропорциональные положению, скорости и ускорению подвижной системы указателя. Эталонные сигналы могут быть созданы упругими (пружинами, мембранами), демпфирующими и инерционными элементами, а также сформированы с помощью обратной связи или функциональных устройств.

Рис. 3.5. Обобщенная функциональная схема прибора

На схеме прибора (рис. 3.5) сигнал х преобразуется в первичном преобразователе ПП в сигнал F x , который сравнивается с эталонным сигналом , где создаются соответственно пружиной П , демпфером Д, инерционными силами подвижных элементов и устройством обратной связи (преобразователь Пр, усилитель Ус и моментный двигатель МД). Выходным сигналом прибора является угол φ отклонения стрелки.

Из структуры выражения видно, что любой из моментов может быть заменен моментом обратной связи, имеющим ту же зависимость от . Так, например, если , то он может заменить М П, и тогда получаем прибор с электрической пружиной. Если , то он заменяет момент М с, и прибор имеет электрический демпфер и т. д.

Уравнение движения прибора представим в виде

Для движущего и эталонных моментов можно написать

где - коэффициенты движущего, позиционного, скоростного и инерционного моментов; - оператор, формируемый в контуре обратной связи.

Подставляя (3.14) в (3.13), получим

На рис. 3.6 представлена структурная схема, эквивалентная уравнению (3.15). Звено с бесконечно большим коэффициентом усиления соответствует точному выполнению условия компенсации F x = F y .

Рис. 3.6. Структурная схема прибора

В соответствии с уравнением (3.15) передаточная функция W(р) и чувствительность S прибора будут

Рассмотрим частные случаи. В электромеханическом приборе без обратной связи (k(p)= 0) получаем

где - чувствительность прибора; - собственная частота; - относительное затухание.

Система, имеющая передаточную функцию вида (3.17), называется колебательным звеном, параметрами которого являются

Если в выражении (3.17) k П = 0 (отсутствие пружины), то прибор становится интегрирующим

где - чувствительность; - постоянная времени.

Выражение (3.18) получено в предположении, что выходом прибора является угол φ . Если в качестве выходного сигнала взять угловую скорость φ , то передаточная функция примет вид

(3.19)

Система, имеющая передаточную функцию вида (3.19), называется инерционным звеном.

При отсутствии в приборе пружины и демпфера (k П = k С = 0) получаем дважды интегрирующий прибор

(3.20)

Оператор k(p) можно сформировать в различном виде. Если k(p)=k 0 , то, как следует из выражения (3.16), коэффициенты k 0 и k П равнозначны. Поэтому, как отмечено выше, можно считать k П = 0и получить требуемый позиционный сигнал за счет обратной связи, которая в этом случае выполняет роль электрической пружины. Если взять k(p)=k 0 + kp, то можно обойтись в приборе без пружины и без механического демпфера.

Преимущество приборов с электрическими пружиной и демпфером состоит в том, что обеспечивается высокая стабильность параметров прибора и упрощается его настройка и регулировка. Возможности приборов с электрической обратной связью этим не исчерпываются. Если в цепь обратной связи включить корректирующий контур, то можно получить требуемую частотную характеристику прибора. Можно, например, скорректировать динамические погрешности в заданном диапазоне частот. Если в приборе необходимо реализовать зависимость φ = F(x), то в цепь обратной связи следует включить функциональный элемент , где f - функция, обратная требуемой функции F x .

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Измерительные цепи прямого преобразования состоят из преобразователей, соединенных последовательно или параллельно согласно (см. рис. 3.4, а, б).

Приборы с этими цепями просты, надежны, имеют малые массу, габаритные размеры и стоимость, обладают хорошим быстродействием. Однако погрешности их велики. Основной путь снижения погрешностей цепей прямого преобразования - снижение погрешностей каждого преобразователя, что сложно, дорого и трудоемко. Цепи прямого преобразования применяются с генераторными, параметрическими ирадиационными первичными преобразователями.

При построении измерительных цепей используются: 1) принцип согласования сопротивлений, при котором обеспечивается передача максимальной мощности от предыдущего преобразователя к последующему; 2) принцип холостого хода, когда входное сопротивление последующего преобразователя значительно больше выходного сопротивления предыдущего преобразователя, при этом обеспечиваются минимальные потери информации.

Оба эти принципа находят применение в приборостроении. В последнее время при создании точных приборов второй принцип находит преимущественное распространение.

Владельцы патента RU 2660126:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей и её коррекцией. Техническим результатом является уменьшение погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включает формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей сигнала и его коррекции.

Из уровня техники известны способы формирования навигационного сигнала ГЛОНАСС, в частности способ формирования группового сигнала ГЛОНАСС (см. статья А.Ю.Середа, К.В. Детюк «Бортовой информационно-навигационный комплекс КА «ГЛОНАСС-К». Инженерный вестник Дона №3, том.21, 2012, стр.115-119, Издательство Северо-Кавказский научный центр высшей школы федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования Южный федеральный университет) при помощи которого осуществляется формирование и излучение навигационных сигналов с частотным разделением в диапазонах L1, L2, а именно сигналов с открытым доступом L1OF, L2OF, и сигналов с санкционированным доступом L1SF, L2SF, также при помощи него осуществляется формирование и излучение навигационного сигнала с кодовым подразделением в диапазоне L3, а именно сигнала с открытым доступом L3OC.

Недостатком указанного в качестве наиболее близкого аналога способа является то, что при помощи него невозможно формировать и излучать сигнал с кодовым разделением в диапазонах L1, L2, что порождает дополнительные взаимные задержки между формируемыми сигналами с частотным и кодовым разделением, приводя к погрешности формирования сигнала.

Техническим результатом заявленного изобретения является обеспечение уменьшения погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной.

Технический результат достигается за счет создания способа формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включающего формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

В частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

В другом частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

Заявленное изобретение проиллюстрировано следующими схемами:

Фиг.1 –структурная схема формирователя группового навигационного сигнала ГЛОНАСС.

Фиг. 2–схема формирования выровненного сигнала.

На чертежах обозначено следующее:

1 - Бортовое синхронизирующее устройство;

2 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L1 с частотным и кодовым разделениями;

3 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L2 с частотным и кодовым разделениями;

4 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L3 с кодовым разделениями;

5 - Усилитель мощности;

6 - Режекторный фильтр;

7 - Триплексер;

8 - Антенна.

Заявленный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС может быть реализован следующим образом.

Общая ширина полосы, в которой расположены все навигационные сигналы системы ГЛОНАСС, составляет более 400 МГц. Для формирования сигналов ГЛОНАСС предлагается формировать и усиливать групповые сигналы в каждом частотном диапазоне по отдельности.

Заявленный способ реализуется посредством излучения сигнала через одну антенну и базируется на принципиально новом методе формирования группового навигационного сигнала, объединяющего кодовые и частотные радиосигналы, характеризующегося неглубокой амплитудной модуляцией и незначительными энергетическими потерями (фиг.1).

Метод формирования группового радиосигнала, объединяющего сигналы с кодовым и частотным разделениями, рассматривается на примере радиосигнала диапазона L1 как наиболее сложного. Спектры сигналов перекрываются, поэтому сложить их на входе антенны после УМ без потерь мощности невозможно.

Для минимизации потерь сигналы суммируются на входе УМ. При этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию. При отношении мощностей кодового и частотного сигналов 2:1 отношение максимальной амплитуды к минимальной будет равно 6. Следовательно, усилитель мощности должен иметь линейную амплитудную характеристику в диапазоне 16 дБ. Такой усилитель будет иметь КПД не лучше 20 процентов.

Теоретически показано, что синтезированный методом оптимального выравнивания суммарный групповой сигнал обеспечивает минимум потерь мощности формируемого сигнала. Групповой сигнал с неглубокой амплитудной модуляцией (АМ) может быть реализован ценой потери мощности не более 20%. Необходимо оценить, какие искажения и потери возникнут при аппаратной реализации метода на реальных схемах с учётом ограничений по быстродействию и разрядности цифроаналоговых устройств.

Основные операции происходят в преобразователе, который убирает АМ, и конвертере, который переносит групповой сигнал на несущую частоту. Все сигналы представляются в комплексной форме. Преобразователь, далее называемый выравнивателем, построенный на ПЛИС, должен свести АМ к минимуму, сохранив структуру обоих сигналов. Естественно, при этом возникнут комбинационные составляющие сигнала как следствие нелинейного преобразования. Спектр этих составляющих будет накладываться на спектр основных сигналов. Поэтому при усилении группового сигнала в УМ часть мощности перераспределится на них. Отсюда следует первый критерий оптимизации структуры выравнивателя – минимизация потерь. При преобразовании сигнала в конвертере может возникнуть второй источник потерь – зеркальный канал, который при невысокой частоте F пч, может оказаться в полосе пропускания УМ. Поэтому структура конвертера в сочетании с выравнивателем должна обеспечить подавление зеркального канала не менее 23 дБ, чтобы потери на зеркальный канал были менее 1%.

После прохождения группового сигнала через УМ отношение может измениться, если после выравнивателя останется какая-то амплитудная модуляция. Степень изменения будет зависеть от глубины остаточной модуляции.

Рассмотрим схему формирования выровненного сигнала (фиг.2), в основе которой лежит преобразование комплексного сигнала x в соответствии с определением функции sign:

При реализации такой схемы выравнивания сигналов возможна проблема, связанная с вычислительной сложностью операции sign для комплексных чисел. Для этой цели предлагается использовать следующую аппроксимацию для вычисления :

Величины I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x. Таким образом, модуль этих величин определяется простой операцией отброса знака.

Если точности этой аппроксимации недостаточно, то значение можно вычислить:

В этом случае вычислительную трудность будет представлять операция вычисления квадратного корня. Эту операцию, как и операцию деления, можно выполнять табличным способом.

Предложенный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС позволяет решить задачу использования метода цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1 и L2, которые можно излучать одной антенной, уменьшить погрешность измерений, повысить пропускную способность межспутниковой радиолинии, совершенствовать радиосигнал межспутниковой радиолинии и аппаратуру приёма сигнала, что обеспечивает повышение скорости передачи по радиолинии в несколько раз.

1. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС, включающий формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

,

2. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой части комплексного числа x.

3. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x.

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиосвязи и может использоваться при построении адаптивных систем и комплексов КВ радиосвязи. Технический результат заключается в повышении пропускной способности адаптивной системы связи с OFDM сигналами.

Изобретение относится к технике радиосвязи при передаче массивов информации в цифровом формате. Технический результат состоит в обеспечении оптимальной скорости и дальности связи путем варьирования частотой передачи в зависимости от условий связи в канале.

Изобретение относится к спутниковой системе связи, в частности к системе управления космическим аппаратом (КА) и предназначено для исключения искажения команд управления, передаваемых с наземного комплекса управления (НКУ) на борт КА, вызванного узкополосной помехой.

Изобретение относится к области слежения за полетом космических аппаратов (КА) и может быть использовано в командно-измерительной системе (КИС) спутниковой связи. Способ включает передачу с наземного сегмента управления КИС по линии «Земля - КА» сигналов, содержащих команды управления КА.

Изобретение относится к области радиопередающих устройств и может быть использовано в составе бортовой аппаратуры космических аппаратов. Достигаемый технический результат - уменьшение величины продуктов интермодуляционных искажений третьего порядка, малые затраты ресурсов на реализацию.

Изобретение относиться к технологиям передачи данных и, в частности, к технологии управления мощностью. Техническим результатом является обеспечение возможности передачи отчетов о запасе мощности объединенных несущих UE в сценарии с множеством несущих таким образом, что базовая станция может надежно управлять мощностью передачи UE, и поэтому улучшается надежность и пропускная способность системы.

Изобретение относится к способу конфигурации сигнализации зондирующего опорного сигнала. Технический результат направлен на то, чтобы узел абонентского оборудования апериодически передавал зондирующий опорный сигнал (SRS), что повышает коэффициент использования ресурсов SRS и гибкость планирования ресурсов.

Изобретение относится к определению местоположения транспортного средства (ТС). Техническим результатом является надежная идентификация радиолокационных целей за счет исключения влияния погрешности счислимого места ТС и систематической ошибки курсоуказателя на результаты опознавания целей.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области радионавигации, и может быть использовано при построении приемников Глобальных Навигационных Спутниковых Систем (ГНСС)., Достигаемый технический результат – повышение чувствительности, точности и помехозащищенности мультисистемного приемника ГНСС.

Изобретение относится к области позиционирования. Техническим результатом является повышение точности позиционирования в здании, например, при спасательных операциях или во время работы пожарных. Предложен способ позиционирования, относительно координирующего устройства (50) связи, группы подчиненных устройств (10, 20, 30, 40, 50) связи, при этом способ содержит этапы, на которых: передают при помощи координирующего устройства (50) через средства (12, 22, 32, 42, 52) беспроводной цифровой связи в каждое подчиненное устройство (10, 20, 30, 40, 50) таблицу идентификации; передают при помощи каждого устройства (10, 20, 30, 40, 50) его подпись UWB; анализируют при помощи каждого устройства принятые подписи UWB и определяют расстояния, отделяющие указанное устройство (10,20,30,40,50) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); передают при помощи каждого подчиненного устройства (10, 20, 30, 40) в координирующее устройство (50) расстояния, отделяющие указанное подчиненное устройство (10, 20, 30, 40) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); определяют при помощи координирующего устройства (50) относительные положения подчиненных устройств (10, 20, 30, 40). 2 н. и 9 з.п. ф-лы, 8 ил.

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей и её коррекцией. Техническим результатом является уменьшение погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включает формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign: , далее конвертер переносит групповой сигнал на несущую частоту. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Известны следующие способы формирования группового сигнала:

Автовыбор (селективное сложение);

Линейное сложение;

Оптимальное (взвешенное) сложение;

Комбинированный способ.

Помехоустойчивость этих способов формирования группового сигнала чаще всего оценивается энергетическим критерием, т. е. увеличением отношения сигнал/помеха при разнесенном приеме по сравнению с отношением сигнал/помеха при одиночном при­еме. В случае передачи дискретных сигналов помехоустойчи­вость целесообразно оценивать и вероятностным критерием, позволяющим судить о вероятности ошибок при разнесенном и одиночном приемах.

Рассмотрим основные принципы реализации систем связи с разнесенным приемом при различных способах формирования группового сигнала и оценим их помехоустойчивость.

АВТОВЫБОР

Автовыбор состоит в том, что в любой мо­мент времени выбирается приемный тракт с наибольшим выход­ным сигналом. При этом для i -гo канала с наибольшим в дан­ный момент сигналом весовой коэффициент С j = 1,а для всех ос­тальных каналов С j i = 0. т. е. результирующий сигнал согласно выражениям (6.2), (6.3). (64) может быть записан в виде

где .

Вот почему автовыбор называют также селективным (избирательным) сложением.

Структурная схема приемного устройства с оптимальным автовыбором при сдвоенном приеме приведена на рис, 6.1. Коле­бания от обоих приемников поступают на устройство сравнения уровней. В результате сравнения уровней колебаний вырабаты­вается управляющий сигнал, который к выходному устройству подключает приемник с большим уровнем сигнала. Приемник с меньшим уровнем сигнала в это время отключается. Для уменьшения искажений сигналов время переключения приемников дол­жно быть малым. Система с автовыбором пригодна для приема телефонных и телеграфных сигналов в том случае, если время переключения приемников не превышает 15-20 мкс.

Место включения устройств при приеме AM сигналов существенного значения не име­ет. Они могут включаться либо до детекторов, либо после них.

При приеме ЧМ сигналов устройство сравнения должно распола­гаться до ограничителей, так как после ограничителей уровни сигналов одинаковы и теряется информация о том, сигнал како­го канала больше. В случае приема частотно-манипулированных сигналов управляющие устройства необходимо располагать после частотных детекторов. Если управляющие устройства располо­жить до частотных детекторов, то при быстром переключении каналов одна часть элементарного импульса будет проходить че­рез фильтр частотного детектора первого приемника, а другая часть - через фильтр частотного детектора второго приемника. В таком случае во избежание искажений сигнала фильтры час­тотных детекторов должны рассчитываться на пропускание им­пульсов более коротких, чем длительность элементарного импуль­са. Это привело бы к существенному снижению помехоустойчи­вости.

Для количественной оценки помехоустойчивости системы свя­зи с оптимальным автовыбором по энергетическому критерию необходимо определить и сравнить средние значения отношения сигнал/помеха при одиночном приеме и оптимальном автовыбо­ре. Среднее значение мощности полезного сигнала можно найти по формуле

, (6.6)

где Т - интервал усреднения, значительно больший периода из­менения передаваемого сигнала A(t).

В радиодиапазоне скорость изменения A(t) значительно выше скорости изменения коэффициента передачи канала a i (t). Выбирая T А <T А, T a - периоды изменения А(t) и a 1 (t) соответственно, и считая величину a i (t) на интер­вале Т постоянной, выражение (6.6) перепишем в виде

(6.7)

(6.8)

Среднеквадратичное значение передаваемого сигнала.

Среднеквадратичное значение аддитивных помех для всех ветвей разнесенного приема можно считать одинаковым, т. е.

(6.9)

Отношение сигнал/помеха в i -й ветви равно

, (6.10)

Величина h i 2 (t) изменяется во времени из-за изменения ко­эффициентаa i (t) , так как h 0 - величина постоянная. Усред­ненное на интервале T1 >> Т a значение отношения сигнал/помеха приодиночном приеме (в i -й ветви) определяется выражением

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е.

, (6.13)

где W(а 2 i)- плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала.

Прежде всего найдем выражение для распределения коэф­фициента передачи канала, исходя из известного правила преоб­разования случайных величин:

. (6.14)

Учитывая, что огибающая амплитуды сигнала пропорциональ­на коэффициенту передачи канала, и выбирая для простоты пос­ледующих выкладок коэффициент пропорциональности, равный , получим

т.е. . (6.15)

При интервалах наблюдения до 10 мин плотность вероятности огибающей амплитуды сигнала W(U), как отмечалось, определя­ется релеевским законом (1.12). Подставляя (6.15) и (1.12) в (6.14), получим

. (6.16)

Теперь по правилу (6.14) находим плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала

, (6.17)
вычисляем интеграл (6.13)

, (6.18)

И получаем окончательное выражение для среднего значения от­ношения сигнал/помеха при одиночном приеме:

Вероятность того, что случайная величина h i 2 в i-м канале при одиночном приеме станет меньше некоторого значения h 2 , оп­ределяется интегральной функцией распределения вероятностей

. (6.20)

Из выражения (6.20) по правилу (6.14) находим

; (6.21)

. (6.22)

Если изменения a i ., а следовательно, и h i в различных ка­налах считать независимыми, то при n -кратном разнесении веро­ятность одновременного уменьшения отношения сигнал/помеха во всех каналах ниже порога h 2 будет определяться n -кратным про­изведением вероятностей, определяемых выражениями (6.21) и (6.22), т. е.

. (6.23)

Из (6.23) находим плотность вероятности отношения сигнал/ помеха при n-кратном разнесении:

. (6.24)

По аналогии с (6.13) среднее значение отношения сигнал/по­меха при n -кратном разнесении определяется интегралом

, (6.25)

В результате интегрирования по частям с использованием би­нома Ньютона и вычисления интеграла (6.25) получим

откуда следует, что отношение сигнал/помеха при оптимальном автовыборе определяется отношением сигнал/помеха при одиноч­ном приеме h 0 2 и кратностью разнесения п. Отношением

. (6.27)

оценивается выигрыш по мощности разнесенного приема с автовыбором по сравнению с одиночным приемом. Значения В n при различных кратностях разнесения приведены в таблице 6.1.

Для приближенной оценки вероятности ошибок при разнесен­ном приеме дискретных сигналов предположим, что можно ука­зать некоторую граничную величину h 2 гр которая характеризуется тем, что при h 2 > h 2 гр , прием происходит практически без иска­жений, а при h 2 < h 2 гр вероятность появления ошибок близка к единице. При сделанных допущениях интегральная функция рас­пределения (6. 23) при h 2 = h 2 гр определяет вероятность ошибки

. (6.28)

В случаях малых значений отношения представляющих наибольший практический интерес, вероятность ошибок равна

т. е. убывает по показательному закону с увеличением кратнос­ти разнесения п.

Вероятность ошибки при одиночном приеме дискретных сигналов с активной паузой в отсутствие замираний определяется выражением

. (6.30)

При наличии медленных замираний вероятность ошибки в системе связи с n-кратным разнесенным приемом тех же сигна­лов можно определить усреднением Р 0 по всем значениям h 2 в соответствии с плотностью распределения (6.24):

. (6.31)

Интегрируя (6.31) по частям, при n=2 получим

. (6.32)

Как показано в , при n-кратном разнесении

(6.33)

По этой формуле на рис. 6.2 построены зависимости показывающие, что наиболее ощутимый резуль­тат, по сравнению с одиночным приемом, дает сдвоенный прием.

Поэтому с учетом экономических соображений сдвоенный прием находит самое широкое применение.

Формула (6.27) получена в предположении, что корреляция между сигналами отдельных ветвей приема отсутствует. Умень­шение выигрыша становится существенным при коэффициенте корреляции r >0,6.

В случае сдвоенного приема при большом отношении сиг­нал/помеха влияние корреляции между сигналами приблизи­тельно эквивалентно уменьшению мощности сигнала в

раз. Значит, вероятность ошибки согласно (6.29) определяется выражением

, (6.34)

ЛИНЕЙНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

При линейном сложении коэффициенты усиления складыва­емых сигналов должны быть одинаковы, т. е. коэффициенты C d , входящие в выражение (6.4), равны единице. Равенство ко­эффициентов усиления приемников обычно обеспечивается общей схемой АРУ. В этом случае величина коэффициентов усиления определяется наибольшим из складываемых сигналов.

Схема приемного устройства сдвоенного приема с линейным сложением сигналов приведена на рис. 6.3. Когерентность сиг­налов, складываемых на промежуточной частоте, обеспечивает­ся системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Несинфазность складываемых сигналов ведет к ухудшению результирующего отношения сигнал/помеха, особенно при равенстве уровней складываемых сигналов. Зависимость уменьшения сигнал/по­меха суммарного сигнала от степени несинфазности < j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сиг­налов с высокой точностью не обязательно. Чем больше отлича­ются уровни складываемых сигналов, тем меньше сказывается их несинфазность на отношении сигнал/помеха.

Место включения суммирующего устройства S, при линейном сложении зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. При приеме AM сигналов сложение можно производить как до детек­торов, так и после них, так как отношение сигнал/помеха на входе и выходе амплитудного детектора одинаково. В случае при­ема ЧМ сигналов сложение целесообразно производить до детек­торов. Это обусловлено тем, чтона выходе частотного детекто­ра отношение сигнал/помеха ухудшается, если на входе детекто­ра оно ниже некоторого порогового значения. Следовательно, при сложении сигналов после частотных детекторов уменьшается и результирующее значение отношения сигнал/помеха. Кроме то­го, в случае линейного сложения до детектора уменьшаются ис­кажения сигнала, вызываемые многолучевостью распространения радиоволн.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к радиопередающим устройствам, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи с квадратурной амплитудной манипуляцией, может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения. Достигаемый технический результат - снижение потерь помехоустойчивости в условиях плохой помеховой обстановки. В способе формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции формирование несущей частоты осуществляется путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt) по двум параллельно работающим каналам, в каждом из которых производится фазоамплитудная модуляция с помощью управляемых коммутаторов и делителей напряжения, при этом деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов формирователя сигналов квадратурной амплитудной модуляции синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу. 4 ил., 2 табл.

Рисунки к патенту РФ 2365050

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к радиопередающим устройствам, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи с квадратурной амплитудной манипуляцией, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Известны способы формирования сигналов относительной и квадратурной фазовой манипуляций (ОФМ, КФМ), в которых для уменьшения спектра передаваемого фазоманипулированного сигнала используется плавный фазовый переход .

Также известны способы формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции (КАМ, QAM), в которых шестнадцатеричный сигнал КАМ (КАМ-16) на передачу формируется в двух квадратурных ветвях (синфазная или синусная и квадратурная или косинусная составляющие), в каждой из которых используется способ формирования сигналов КФМ .

Однако известные аналоги обладают относительно низкой помехоустойчивостью за счет строгого классического построения сигнальной конструкции и ввиду этого невозможностью разделения потока всех бит, переносимых сигналом КАМ на подпотоки по приоритетам , обладающие различной помехоустойчивостью, что очень важно при достаточно плохой помеховой обстановке (т.е. при низких значениях отношений сигнал-шум на входе демодулятора КАМ, что особенно актуально и прогрессивно в современных системах с турбокодированием ).

Наиболее близким техническим решением к данному изобретению является способ формирования сигналов КАМ, в котором формирование несущей получается путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt). Способ формирования содержит два параллельно работающих канала, в каждом из которых производится фазоамплитудная манипуляция, общий задающий генератор, фазовращатели и управляемые коммутаторы с делителями напряжения для получения четырехуровневого сигнала КАМ с шестнадцатью сигнальными точками (КАМ-16)

При такой совокупности элементов и связей достигается повышение частотно-энергетической эффективности использования дискретных каналов линий многоканальной электросвязи .

Недостаток известного способа формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции - потери помехоустойчивости переданной информации в условиях наиболее плохой помеховой обстановки как с введением, так и без введения приоритетности в передаче сообщений нескольких пользователей.

Целью изобретения является снижение потерь помехоустойчивости в условиях плохой помеховой обстановки за счет оптимального построения сигналов шестнадцатеричной квадратурной модуляции (КАМ-16) как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности.

Указанная цель достигается тем, что деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов формирователя сигналов квадратурной амплитудной модуляции синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу.

Перечисленная новая совокупность существенных признаков (отличительный признак) за счет введения изменяемого (заранее известного и точно посчитанного) в период наиболее плохой помеховой обстановки коэффициента деления напряжения квадратурных несущих позволяет обеспечить возможность снижения потерь помехоустойчивости информации нескольких пользователей при введении приоритетности сообщений в условиях достаточно низких значений соотношения сигнал-шум (сигнал-помеха) на входе демодулятора.

Проведенный анализ уровня техники позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявленного технического решения, отсутствуют, что указывает на соответствие изобретения условию патентоспособности «новизна».

Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками заявленного объекта, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками заявленного изобретения преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявленное изобретение соответствует условию патентоспособности «изобретательский уровень».

Заявляемый способ поясняется чертежами, графиками и таблицами, на которых показаны:

на фиг.1 - блок-схема устройства формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции;

на фиг.2 - пространство сигналов классической КАМ-16:

а) фиксированные относительные значения амплитуд модулированных сигналов, находящихся в квадратуре;

б) фиксированные относительные значения амплитуд и фаз несущей на выходе модулятора КАМ-16;

на фиг.3 - пространство сигналов иерархической КАМ-16 при параметре модуляции =2;

на фиг.4 - графики зависимости средней вероятности ошибки от параметра модуляции (коэффициента деления напряжения квадратурных несущих):

а) зависимость вероятности ошибки в приеме первого (второго), третьего (четвертого) битов и средней на бит вероятности ошибки при классической КАМ-16;

б) зависимость вероятности ошибки в приеме первого (второго), третьего (четвертого) битов и средней на бит вероятности ошибки при оптимальной иерархической КАМ-16;

На фиг.5 приведены точные значения параметров модуляции (коэффициентов деления напряжения) для различных значений сигнал/шум на входе приемника и энергетические выигрыши (выигрыши в помехоустойчивости) оптимальной КАМ-16 по сравнению с известными иерархическими и классически аналогичными сигналами.

Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции, показанное на фиг.1 работает следующим образом.

Формирователь КАМ-16 состоит из двух параллельно работающих каналов, в одном из которых производится фазоамплитудная манипуляция сигнала sinwt (канал I), во втором фазоамплитудная манипуляция сигнала coswt (канал Q). Указанные сигналы получаются от общего задающего генератора 1, причем сигнал coswt получается путем сдвига фазы сигнала sinwt на 90° с помощью фазовращателя (0°/90°) 2. Манипуляция фаз сигналов I и Q производится с помощью коммутаторов 5 и 6, на первый вход которых подается сигнал без сдвига фазы, а на второй вход - сигналы со сдвигом по фазе на 180° с выходов фазовращателей 3 и 4. Управление коммутаторами 5 и 6 производится кодовыми комбинациями Ik и Qk, подаваемыми на информационные входы фазоамплитудных манипуляторов. В результате такой модуляции векторы сигналов I и Q будут принимать фиксированные фазовые положения, показанные на фиг.2а.

Амплитудная модуляция сигналов I и Q производится с помощью коммутаторов 7 и 8 и управляемых делителей напряжения 10 и 11 с переменным коэффициентом деления . Управление коммутаторами 7 и 8 производится соответственно кодовыми комбинациями Еk и Dk, поступающими на информационные входы модулятора. Кодовые комбинации Ik, Qk, Ek и Dk поступают от формирователей импульсов источников сообщений.

После сложения промодулированных сигналов I и Q в сумматоре 9 в системе координат I и Q образуется 16 фиксированных точек - фиг.2б. Векторы, соединяющие начало координат и фиксированные точки, будут определять амплитуду и фазу КАМ-несущей на выходе модулятора для различных кодовых комбинаций.

При поступлении на вторые входы делителей напряжения 10 и 11 по обратному каналу информации об отношении сигнал-шум на входе демодулятора КАМ от 10 -11 до 0.1 на выходе устройства формируется классическая сигнальная конструкция КАМ-16. При изменении помеховой обстановки на линии связи и поступлении на вторые входы делителей напряжения 10 и 11 по обратному каналу информации об отношении сигнал-шум на входе демодулятора КАМ от 0.1 до 0.3 (область применения современных турбо-кодов) на выходе устройства формируется оптимальная сигнальная конструкция КАМ-16 (ОКАМ-16) с лучшими энергетическими характеристиками по сравнению с известными классическими и иерархическими сигналами КАМ.

Точные расчеты помехоустойчивости предлагаемой оптимальной КАМ-16 с оптимальным коэффициентом модуляции

по сравнению с помехоустойчивостью аналогичных известных классических с коэффициентом модуляции =1 (фиг.2б) и иерархических с коэффициентом модуляции =2, 4 (фиг.3) сигналов показали следующее.

1. При значениях требуемой средней вероятности ошибки на бит Р b в интервале от 0.3 до 0.1 минимальная средняя энергия на бит h 2 bc ( опт) при оптимальном построении КАМ-16 меньше h 2 bc ( =1/2) необходимой для известной классической КАМ-16 на величину порядка от 0.46 дБ до 0.17 дБ (помехоустойчивость оптимальной КАМ-16 при фиксированной мощности передатчика выше помехоустойчивости классической КАМ-16), а минимальная пиковая энергия h 2 m ( опт) не превышает h 2 m ( =1/2) В этом случае оптимальный параметр модуляции (нормированный коэффициент делителя напряжения) опт меняется от 1 до 0.39 (фиг.5, табл.5.1).

2. Выигрыш в пикфакторе П1/П2 оптимальной КАМ-16 по сравнению с классической КАМ-16 при минимизации пиковой энергии h 2 m составляет величину от 1.342 для Р b =0.4 до 1.08 для Р b =0.2 (фиг.5, табл.5.2).

3. Для достижения требуемого значения средней вероятности ошибки на бит Р тр =0.3 и Р тр =0.1 необходимое значение минимальной пиковой энергии h 2 m при опт значительно меньше, чем h 2 m при =1/2( =1), а с дальнейшим уменьшением Р тр от 10 -2 до 10 -11 величина опт постепенно приближается к 0.5, т.е. к известному классическому построению сигналов КАМ-16 (фиг.4а, б).

4. Предложенное оптимальное построение сигнальной конструкции (СК) КАМ-16 по сравнению с ранее известными классической и иерархической КАМ-16 требует меньшего h 2 m во всем диапазоне значений требуемой средней вероятности ошибки на бит Р b , что, в свою очередь, ведет к выигрышу в энергетических характеристиках первой по сравнению со вторыми, т.е. к снижению потерь помехоустойчивости (фиг.4в).

5. При значениях требуемой Р b в пределах от 0.1 и выше известная иерархическая КАМ-16 при коэффициенте модуляции =4 выигрывает по необходимому h 2 m у ИКАМ-16 с =2 и у классической КАМ-16, но все эти сигнальные конструкции, в свою очередь, проигрывают предложенной оптимальной СК КАМ-16 по энергетике, т.е. по помехоустойчивости (фиг.4г).

Таким образом, при такой совокупности существенных признаков при формировании шестнадцатеричных сигналов квадратурной амплитудной модуляции обеспечивается снижение потерь помехоустойчивости, вызванных введением оптимального коэффициента модуляции (коэффициента делителя напряжения), в зависимости от получаемого по обратному каналу соотношения сигнал-шум на входе демодулятора КАМ-16 как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности.

2. Патент Российской Федерации № 2205518, МПК Н04L 27/20, 11.12.2001.

3. Скляр, Берн. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр. [Текст] / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986. - 544 с.

4. Севальнев Л.А. Передача цифровых телевизионных программ с информационным сжатием данных по спутниковым каналам связи // Теле-Спутник, № 7, 1997. - С.64-69.

5. Севальнев Л.А. Передача сигналов цифрового телевидения с информационным сжатием данных по кабельным линиям связи // Теле-Спутник, № 1(27), 1998. - С.54-67.

6. Бураченко Д.Л. Оптимизация сигнальной конструкции иерархической 16 QAM при двух алгоритмах оптимального приема и двух манипуляционных кодах. [Текст]: статья / Д.Л.Бураченко, В.И.Бобровский, И.В.Тимошин // Материалы 8-й международной НТК. - СПб.: ГУТ им. проф. М.А.Бонч-Бруевича, 2002. - С.17-19.

7. Фриск В.В. Основы теории цепей. [Текст] - М.: ИП РадиоСофт, 2002. - С.34-36.

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции с формированием несущей частоты путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: sin(wt) и cos(wt) по двум параллельно работающим каналам, в каждом из которых производится фазоамплитудная модуляция с помощью управляемых коммутаторов и делителей напряжения, отличающийся тем, что деление напряжения несущего колебания в каждом из двух квадратурных каналов синхронно осуществляется с переменным коэффициентом в зависимости от соотношения сигнал-шум на входе демодулятора приемника, полученного по обратному каналу при наиболее плохой помеховой обстановке.

В N-канальной системе число фильтров и их типов равно Nn, где n - число ступеней преобразования. Число фильтров и их типов можно уменьшить, если дополнить многократное преобразование групповым , при котором преобразованию подвергается групповой сигнал. С этой целью N каналов разбивается на m групп по K каналов, т.е. Km=N. В каждой группе сигнал каждого канала подвергается индивидуальному преобразованию с помощью несущих частот w Н1 , w Н2 ,..., w НК (Рис.3.51). Во всех группах преобразование однотипно, поэтому на выходе каждой группы образуется один и тот же спектр частот. Полученные групповые спектры подвергаются затем групповому преобразованию с несущими w ГР1 , w ГР2 ,..., w ГРm , так что после объединения преобразованных групповых сигналов образуется спектр частот N каналов. В рассматриваемом случае общее число фильтров равно N+mn ГР, а число типов фильтров сокращается до K+mn ГР, где n ГР - число групповых ступеней преобразования.

Рис.3.51 Групповое преобразование частоты

Таким образом, применение многократного и группового преобразования позволяет унифицировать фильтровое оборудование системы, т.е. уменьшить его разнотипность. Такая унификация повышает технологичность изготовления узлов аппаратуры и, в конечном счете, удешевляет ее.

Уплотнение - это процесс объединения множества несущих информацию сигналов в подлежащий передаче групповой сигнал, сосредоточенный в одной частотной полосе. Задача решается либо бортовыми, либо земными средствами. Может быть использовано почти любое сочетание:

Методов, применяемых при модуляции в земной аппаратуре;

Уплотнении в земной аппаратуре;

Модуляции несущей на спутниковой линии;

Многостанционном доступе.

Так, в системах INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 и ²Молния² используется однополосная амплитудная модуляция при частотном уплотнении и разделении каналов (ЧУ), частотной модуляции на спутниковой линии и различные несущие частоты для каждой ЗС.

Систему ВМДВ можно назвать ИКМ/ВУ/ЧФМ/МДВУ.

Система SPADE с одним каналом на несущую обозначается: ИКМ/ЧФМ/МДЧУ.

В земной аппаратуре наиболее распространено частотное уплотнение и разделение каналов (ЧУ). Системы ЧУ включают в себя:

а) однополосные системы с подавленной несущей (ОБП);

б) однополосные системы с передаваемой несущей (ОБП-ПН);

в) двухполосные системы с подавленной несущей (ДБП);

г) двухполосные системы с передаваемой несущей (ДБП-ПН).

В основном применяется ОБП.

В системах временным разделением применяют:

Дискретные методы;

Цифровые методы.

Обычно ВУ сочетается с МДВУ, а ЧУ - с МДЧУ, но возможны и смешанные системы.

Передача ТВ сигналов и сигналов звукового сопровождения.

Согласно плану ВАКР-77 максимальная скорость передачи в ТВ канале не превышает 20 Мбит/с. Но для передачи высококачественного цветного изображения необходима скорость передачи не менее 34 Мбит/с. Поэтому для первого поколения спутниковых систем ТВ применялись аналого-цифровые методы, когда часть информации передавалась в аналоговой форме, а часть - в цифровой.

Одна из таких систем - система МАС (Multiplexing Analogue Components -составной сигнал с аналоговыми компонентами). В этой системе аналоговый сигнал яркости передается поочередно (методом временного разделения) с сигналами цветности, преобразованными в дискретную форму, что позволяет избежать перекрестных искажений сигналов яркости и цветности, снизить шумы в канале цветности благодаря переводу его в область низких частот. Сигналы звукового сопровождения, синхронизации, данных передаются совместно с сигналами цветности в общем цифровом потоке.

В самом простом варианте сигнал яркости передается в реальном масштабе времени в течение активной части строки, а цифровой поток - в интервале строчного гасящего импульса, причем сигнал цветности предварительно сжимается во времени. На приеме суммарный цифровой поток демультиплексируется. Поток, соответствующий сигналу цветности, растягивается и сдвигается во времени для восстановления первоначальных пропорций, а затем подается на декодирующее устройство.

В более сложной системе сжимаются во времени и сигнал яркости, и сигнал цветности, а разделение производится на периоде не только строки, но и кадра. Это позволяет изменять формат кадра. В результате исследований ЕСР выбран коэффициент сжатия 3/2 для сигнала яркости и 3 для сигналов цветности. На передающей стороне сигнал яркости задерживается на период кадра по отношению к сигналу цветности, на приеме же сигнал яркости проходит без изменений, а сигнал цветности растягивается во времени и задерживается на период кадра, так что восстанавливается их первоначальное соотношение.

Одной из наиболее сложных проблем спутникового телевидения (СТВ) является способ передачи звуковых сигналов в ТВ канале. Теоретические исследования и эксперименты показали, что методом аналоговой ЧМ в диапазоне 12 ГГц удается передать совместно с сигналом изображения не более двух звуковых программ с отношением сигнал/шум порядка 50-55 дБ, причем частота второй поднесущей должна быть подобрана так, чтобы не создавать помех в канале цветности. Например, для TV-SAT были выбраны значения поднесущих 5,5 МГц и 5,746128 0,000003 МГц. Необходимо же иметь как минимум 4-6 звуковых каналов в стволе.

Способ передачи цифрового потока совместно с сигналами изображения должен удовлетворять определенным требованиям: качество передачи изображения не должно ухудшаться; вероятность ошибки при передаче звуковых сигналов не должна превышать 10 -3 при отношении C/N=8 дБ; необходима совместимость с существующими ТВ приемниками.

Можно выделит три способа передачи сигналов изображения и цифрового потока:

С разделением по частоте (система МАС-А);

С разделением по времени на видеочастоте (МАС-В);

С разделением по времени на несущей частоте (МАС-С).

Система МАС-А. Цифровой поток передается на поднесущей частоте, превышающей верхнюю частоту спектра видеосигнала. Частота поднесущей выбирается из соотношения , где F B - верхняя частота видеосигнала, R - скорость потока в Мбит/с.

Среди методов цифровой модуляции предпочтение отдано двухпозиционной фазовой манипуляции с частично подавленной боковой полосой, называемой также “ упрощенной MSK” (Minimum Shift Keying), благодаря ее простоте и применимости когерентного демодулятора на приеме.

Система МАС-В. Уплотнение видеосигнала цифровым потоком на видеочастоте основано на использовании некоторой избыточности ТВ сигнала - наличии в каждой строке интервалов обратного хода лучей, в которых передаются только сигналы синхронизации. Вводя ИКМ последовательность в указанные интервалы, можно передать от двух до четырех звуковых программ, не увеличивая общую полосу частот, занимаемую видеосигналом. Преимуществом такого способа передачи является отсутствие отдельного демодулятора для звуковых сигналов, так как цифровая последовательность получается на выходе общего частотного детектора.