Коррекция коэффициента мощности блока питания. С низким стартовым током: корректоры коэффициента мощности от компании STM

Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, импульсных источников питания приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с большим процентом содержания высоких гармоник. Из-за этого могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Также это приводит к снижению активной мощности сети.

В целях предотвращения подобного негативного воздействия на питающие сети в Европе и США действует стандарт МЭК IEC 1000-3-2 , определяющий нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Начиная с 80-х годов прошлого века и по сей день, эти нормы последовательно ужесточаются, что вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности.

Начиная с 80-х годов прошлого столетия, в вышеупомянутых странах начали активно разрабатываться и использоваться микросхемы, на базе которых можно легко создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов.

В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации, подобных ограничений для потребителей электроэнергии не вводилось. По этой причине вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров, надежных в работе и недорогих по стоимости.

Мощность искажения и обобщенный коэффициент мощности

Негативное влияние на питающую сеть определяется двумя составляющими: искажение формы тока питающей сети и потребление реактивной мощности. Степень влияния потребителя на питающую сеть зависит от его мощности.

Искажение формы тока обусловлено тем, что ток на входе вентильного преобразователя несинусоидальный (рисунок 1). Несинусоидальные токи создают на внутреннем сопротивлении питающей сети несинусоидальные падения напряжения, вызывая искажения формы питающего напряжения. Несинусоидальные напряжения сети раскладываются в ряд Фурье на нечетные синусоидальные составляющие высших гармоник. Первая - основная (та, которая должна быть в идеале), третья, пятая и т.д. Высшие гармоники оказывают крайне негативное влияние на многих потребителей, заставляя их применять специальные (зачастую весьма дорогостоящие) меры по их нейтрализации.

Рис. 1.

Потребление реактивной мощности приводит к отставанию тока от напряжения на угол (рисунок 2). Реактивную мощность потребляют выпрямители, использующие однооперационные тиристоры, задерживающие момент включения относительно точки естественной коммутации, что вызывает отставание тока от напряжения. Но еще больше реактивной мощности потребляют асинхронные электродвигатели, имеющие преимущественно индуктивный характер нагрузки. Это влечет колоссальные потери полезной мощности, за которую, к тому же, никто не хочет платить - бытовые электросчетчики считают только активную мощность.

Рис. 2.

Для описания воздействия преобразователя на питающую сеть введено понятие полной мощности:

, где:

- эффективное значение первичного напряжения,

- эффективное значение первичного тока,

, - эффективные значения напряжения и тока первичной гармоники,

Эффективные значения напряжений и тока высших гармоник.

Если первичное напряжение синусоидальное - , тогда:

,

,

ϕ 1 - угол сдвига фаз между синусоидальным напряжением и первой гармоникой тока.

N - мощность искажения, вызванная протеканием в сети токов высших гармоник. Средняя за период мощность, обусловленная этими гармониками равна нулю, т.к. частоты гармоник и первичного напряжения не совпадают.

Высшие гармоники токов вызывают помехи в чувствительном оборудовании и дополнительные потери от вихревых токов в сетевых трансформаторах.

Для вентильных преобразователей вводится понятие коэффициента мощности χ, характеризующее эффект реактивной мощности и мощности искажений:

,

- коэффициент искажения первичного тока.

Таким образом, очевидно, что коэффициент мощности зависит от угла запаздывания тока относительно напряжения и величины высших гармоник тока.

Методы повышения коэффициента мощности

Существует несколько способов уменьшения негативного влияния преобразователя на питающую сеть. Вот некоторые из них:

Использование многоступенчатого фазового управления (рисунок 3).

Рис. 3.

Применение выпрямителя с отводами от трансформатора приводит к увеличению числа пульсаций за период. Чем больше ответвлений от трансформатора, тем больше число пульсаций за период, тем ближе форма входного тока к синусоидальной. Существенным недостатком этого метода является высокая стоимость и габариты трансформатора с достаточным количеством ответвлений (для достижения эффекта их должно быть больше, чем на рисунке). Изготовление моточного элемента такой сложности - весьма непростая задача, плохо поддающаяся автоматизации - отсюда и цена. А если разрабатываемый источник вторичного электропитания мелкосерийный, то такой способ однозначно неприемлем.

Рис. 4.

Увеличения фазности выпрямителя. Метод приводит к увеличению числа пульсаций за период. Недостатком метода является очень сложная конструкция трансформатора, дорогой и громоздкий выпрямитель. Кроме того, не у всех потребителей имеется трехфазная сеть.

Использование корректоров коэффициента мощности (ККМ) . Существуют электронные и неэлектронные ККМ. В качестве неэлектронных ККМ широко применяются электромагнитные компенсаторы реактивной мощности - синхронные двигатели, вырабатывающие в сеть реактивную мощность. Очевидно, в силу понятных причин, такие системы непригодны для бытового потребителя. Электронные ККМ - система схемотехнических решений, призванная увеличить коэффициент мощности - является, пожалуй, самым оптимальным решением для бытового потребления.

Принцип работы ККМ

Основная задача ККМ - сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать от сети ток не короткими интервалами, а на всем периоде работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Для этих целей пригодны преобразователи с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу.

Методы коррекции можно условно разделить на низкочастотные и высокочастотные. Если частота работы корректора намного выше частоты питающей сети - это высокочастотный корректор, в противном случае - низкочастотный.

Рассмотрим принцип работы типового корректора мощности (рисунок 5). На положительной полуволне, в момент перехода сетевого напряжения через ноль, открывается транзистор VT1, ток протекает по цепи L1-VD3-VD8. После запирания транзистора VT1, дроссель начинает отдавать накопленную в нем энергию, через диоды VD1 и VD6 в фильтрующий конденсатор и нагрузку. При отрицательной полуволне процесс имеет аналогичный характер, только работают другие пары диодов. В результате применения такого корректора ток потребления имеет псевдосинусоидальный характер, а коэффициент мощности достигает значения 0,96…0,98. Недостатком такой схемы являются большие габариты, обусловленные применением низкочастотного дросселя.

Рис. 5.

Повышение частоты работы ККМ позволяет сократить габариты фильтра (рисунок 6). При открытом силовом ключе VT1 ток в дросселе L1 линейно нарастает - при этом диод VD5 заперт, а конденсатор С1 разряжается на нагрузку.

Рис. 6.

Затем транзистор запирается, напряжение на дросселе L1 отпирает диод VD5 и дроссель отдает накопленную энергию конденсатору, одновременно питая нагрузку (рисунок 7). В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции путем динамического изменения рабочего цикла (т.е. путем согласования цикла с огибающей напряжения сетевого выпрямителя).

Рис. 7. Формы напряжений и токов высокочастотного ККМ: а) с переменной частотой коммутации, б) с постоянной частотой коммутации

Микросхемы для построения высокоэффективных корректоров от STMicroelectronics

Учитывая возможности современной электронной индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным выбором. Интегральное исполнение всего корректора мощности или его управляющей части стало, по сути, стандартом. В настоящее время существует большее многообразие микросхем управления для построения схем ККМ, выпускаемых различными производителями. Среди всего этого многообразия стоит обратить внимание на микросхемы L6561/2/3, выпускаемые компанией STMicroelectronics (www.st.com).

L6561, L6562 и L6563 - серия микросхем, специально спроектированных инженерами компании STMicroelectronics для построения высокоэффективных корректоров коэффициента мощности (табл. 1).

Таблица 1. Микросхемы корректоров коэффициента мощности

Наименование	Напряжение питания, В	Ток включения, мкА	Ток потребления в активном режиме, мА	Ток потребления в ждущем режиме, мА	Выходной ток смещения, мкА	Время нарастания тока силового ключа, нс	Время спада тока силового ключа, нс
L6561	11…18	50	4	2,6	-1	40	40
L6562	10,3…22	40	3,5	2,5	-1	40	30
L6563	10,3…22	50	3,8	3	-1	40	30

На основе L6561/2/3 можно построить недорогой, но эффективный корректор (рисунок 8). За счет встроенной системы упреждающего управления, разработчикам удалось достигнуть обеспечения высокой точности регулирования выходного напряжения (1,5%), контролируемого встроенным усилителем рассогласования.

Рис. 8.

Предусмотрена возможность взаимодействия с DC/DC-преобразователем, подключаемым к корректору. Это взаимодействие состоит в отключении преобразователя микросхемой (если он поддерживает такую возможность) при возникновении неблагоприятных внешних условий (перегрев, перенапряжение). С другой стороны, преобразователь тоже может инициировать включение и выключение микросхемы. Встроенный драйвер позволяет управлять мощными MOSFET- или IGBT-транзисторами. Согласно утверждению производителя, на основе LP6561/2/3 можно реализовать источник питания, мощностью до 300 Вт.

В отличие от аналогов других производителей, LP6561/2/3 снабжены специальными цепями, понижающими проводимость искажений входного тока, возникающих при достижении входным напряжением нулевого значения. Основная причина этих помех - «мертвая зона», возникающая при работе диодного моста, когда все четыре диода оказываются закрытыми. Пара диодов, работающих на положительную полуволну, оказываются закрытыми из-за смены полярности питающего напряжения, а другая пара еще не успела открыться из-за собственной барьерной емкости. Этот эффект усиливается при наличии фильтрующего конденсатора, расположенного за диодным мостом, который, при смене полярности питания, сохраняет некоторое остаточное напряжение, не позволяющее диодам вовремя открываться. Таким образом, очевидно, что ток в эти моменты не протекает, его форма искажается. Применение новых контроллеров ККМ позволяет в значительной степени сократить время «мертвой зоны», уменьшая тем самым искажения.

В некоторых случаях было бы очень удобно контролировать выходное напряжение, поступающее на DC/DC-преобразователь при помощи ККМ. L6561/2/3 позволяют осуществлять такой контроль, получивший название «tracking boost control». Для этого достаточно установить резистор между выводом TBO и GND.

Стоит отметить, что все три микросхемы совместимы друг с другом по выводам. Это может значительно упростить разработку печатной платы устройства.

Итак, можно выделить следующие особенности микросхем L6561/2/3:

настраиваемая защита от перенапряжения;

сверхнизкий ток запуска (менее 50 мкА);

низкий ток покоя (менее 3 мА);

широкий предел входных напряжений;

встроенный фильтр, повышающий чувствительность;

возможность отключения от нагрузки;

возможность управления выходным напряжением;

возможность взаимодействия непосредственно с преобразователем.

Заключение

В настоящее время существуют строгие требования к соблюдению мер безопасности и экономичности современных электронных устройств. В частности, при разработке современных импульсных источников питания необходимо учитывать официально принятые стандарты. IEC 1000-3-2 является стандартом для любого мощного импульсного источника питания, поскольку определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания, мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Наличие корректора коэффициента мощности помогает удовлетворению требований этого стандарта, т.е. его наличие в мощном источнике питания является простой необходимостью. L6561/2/3 - оптимальный выбор для построения эффективного и одновременно недорогого корректора коэффициента мощности.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics

Рассмотрены вопросы создания пассивных корректоров коэффициента мощности для модулей питания, работающих от однофазных и трехфазных сетей. Пассивные корректоры мощности, использующие только дроссели и конденсаторы просты, надежны и не генерируют радиопомех. Для таких корректоров мощности приведены технические решения и основные соотношения для проектирования.

Сетевые источники вторичного электропитания (ИВЭП) с бестрансформаторным входом (БТВ), благодаря высоким энергетическим и массо-габаритным характеристикам, за последние 20 лет практически вытеснили традиционные. В то же время возникли две серьезные проблемы, связанные с применением таких ИВЭП. Первая связана с тем, что теперь в состав радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) входит новый мощный генератор радиопомех, который заметно ухудшил электромагнитную обстановку. Чтобы уменьшить помехи в блоках питания на основе ИВЭП с БТВ, используются фильтры радиопомех (ФРП), как во входных, так и в выходных цепях, которые занимают до 10% объема блока .

Еще одна проблема таких ИВЭП связана с импульсным потреблением тока. В ИВЭП с БТВ входной выпрямитель с емкостным фильтром потребляет от сети импульсный ток длительностью всего 0,25-0,3 полупериода при соответствующем увеличении его амплитуды. Несинусоидальный характер потребляемого тока вызывает искажения формы кривой напряжения питающей сети, причем наиболее остро это проявляется в сетях ограниченной мощности, к которым относятся системы электроснабжения (СЭС) автономных объектов. Известно, что такие СЭС строятся на основе встроенных электроагрегатов, прицепных электростанций, электроустановок с отбором мощности, значение которой выбирается соизмеримым с мощностью, потребляемой РЭА.

С искажениями формы кривой напряжения первичных источников ограниченной мощности разработчики РЭА сталкивались и раньше, при применении трансформаторных выпрямительных устройств. Обычным требованием было использование выпрямительных нагрузок, которые составляли не более 20-30% от мощности первичных источников. Внедрение ИВЭП с БТВ резко обострило эту проблему.

Искажения формы кривой напряжения питающей сети не только нарушают функционирование других потребителей, подключаемых параллельно с ИВЭП с БТВ к ЭА, но и нарушают работу самого источника. Форма напряжения на выходе ЭА при работе на ИВЭП с БТВ соизмеримой мощности становится трапецеидальной. Регулятор ЭА старается поддержать среднее значение этого напряжения на уровне среднего значения напряжения синусоидальной формы. В результате значительно возрастают токи намагничивания сетевых трансформаторов в сервисных источниках ИВЭП с БТВ, которые перегреваются и выходят из строя.

При импульсном потреблении тока также резко возрастает мощность искажений. Коэффициент мощности ИВЭП с БТВ не превышает значения 0,7. На стационарных объектах, где применяются десятки ПК с такими ИВЭП, из-за дополнительной мощности искажений приходится увеличивать мощность силового ввода. Например, для питания десяти автоматизированных рабочих мест с персональными компьютерами требуется мощность порядка 3 кВт. При этом от сети будет одновременно потребляться активная мощность 3 кВт и мощность искажения 1,5 кВА, которая по последствиям равна реактивной мощности. При этом должен быть установлен силовой ввод, рассчитанный на мощность 3,35 кВА. В США именно эта мощность учитывается при оплате электроэнергии автономного объекта.

Имеется еще одна причина, из-за которой потребляемый ток в стационарных объектах должен быть синусоидальным. В большинстве зданий проложен нейтральный провод меньшего сечения, чем фазный. При нагрузках с низким коэффициентом мощности нейтральный провод, в котором высшие гармоники суммируются, перегружается и сгорает.

По перечисленным причинам Международная электротехническая комиссия (МЭК) с 1992 года ввела стандарт 552-2, требующий обязательной коррекции коэффициента мощности (æ) для потребителей мощностью более 200 Вт.

Чтобы обеспечить синусоидальную форму потребляемого тока, на входе ИВЭП с БТВ устанавливают активные или пассивные корректоры коэффициента æ. Активные корректоры, построенные на основе транзисторных высокочастотных преобразователей, позволяют получить высокий коэффициент мощности (более 0,98) и имеют КПД от 96 до 98%. Но сложность активных корректоров снижает надежность и увеличивает стоимость ИВЭП в целом. Возрастают и радиопомехи. Поэтому необходимо исследовать пассивные корректоры, которые просты и надежны, так как состоят из одного дросселя и нескольких конденсаторов, а также привлекательны благодаря их низкой цене.

На рис. 1 показан корректор , в котором элементы были оптимизированы на математической модели с целью получения максимального коэффициента мощности.

Рис. 1. Принципиальная схема корректора коэффициента мощности

По результатам оптимизации для расчета L и C могут быть рекомендованы следующие выражения:

где С = С 1 +С 2 , мкФ.

Расчеты элементов корректора по соотношениям (1, 2) позволяют получить максимальный коэффициент æ, равный 0,98.

Контур LC настроен на третью гармонику 150 Гц с небольшой расстройкой (≈10%) с целью лучшей фильтрации высших гармоник.

Расчетный параметр L×I 2 использован для определения объема стали Э330 сердечника V дросселя L . Данные расчета LC -корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт сведены в таблицу 1.

Таблица 1. Данные расчета LC-корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт

Pном	Rн	XL	L	С	I	L×I 2	Vст	С3
Вт	Ом	Ом	мГн	мкФ	А	ВА	см 2	мкФ
400	234	28,08	88,4	12,7	2,2	0,428	82	200
800	117	14,04	44,2	25,5	4,4	0,86	196	400
1200	78	9,36	30	37,5	6,6	1,3	300	600

В результате математического моделирования получены значения выходного напряжения моста U 0 для номинальной мощности Р ном и для 0,1×Р ном и определена форма входного тока (рис. 2). Все корректоры обеспечивают коэффициент мощности >0,98.

Рис. 2.

а) Входной ток

б) напряжение на выходе корректора мощности Рном

в) напряжение на выходе корректора мощности 0,1×Рном

Для дросселя L необходимо применять ленточные сердечники с зазором, так как ток основной гармоники является подмагничивающим для дросселя, фильтрующего третью гармонику, или торы с порошкообразными сердечниками. При создании опытного образца для дросселя использованы замкнутые магнитопроводы из многослойного железа фирмы EPCOS, у которых магнитная проницаемость постоянна в широком диапазоне изменений напряженности магнитного поля, а также перспективные конденсаторы MRP.

Правильное построение корректора предполагает компромисс между массой, которая определяется дросселем, и стоимостью, определяемой величиной С . Уменьшение величины L в контуре на третью гармонику вызывает ухудшение коэффициента æ и рост стоимости корректора, хотя вес корректора снижается. В качестве примера в таблице 2 приведены расчетные значения коэффициента мощности для различных значений индуктивности дросселя при выходной мощности корректора 1200 Вт.

Таблица 2. Расчетные значения коэффициента мощности

Индуктивность L, мГн	30	15	10
Емкость C, мкФ	37,5	75	112
Коэффициент мощности æ, %	98,8	95,38	89,64
Коэффициент гармоник Кг	15,5	31,2	49,5

Судя по рис. 2в, при мощности 0,1×Р ном напряжение на выходе корректора достигает значения 530 В. Чтобы исключить это перенапряжение, предлагается при малых мощностях отключать конденсаторы С1 и С2 от контура. Устройство , реализующее этот принцип, содержит дроссель фильтра третьей гармоники L1, диодный мост М1, конденсаторы фильтра С1, С2, оптосиммистор V1, сервисный источник питания (СИП), первый операционный усилитель ОУ1, источник опорного напряжения, включающий в себя сопротивление R1, стабилитрон V2, гистерезисное сопротивление R2, второй операционный усилитель ОУ2, сопротивления делителя R3, R4 (рис. 3).

Рис. 3. Корректор с защитой от перенапряжения

Устройство работает следующим образом. При номинальной мощности и при ее уменьшении до 30% напряжение на нагрузке не превышает расчетных значений. На входе источника подключен фильтр третьей гармоники, состоящий из дросселя L1, конденсаторов С1 и С2, которые соединены с нейтралью через включенный оптосиммистор V1.

При уменьшении мощности нагрузки ниже 30% от номинального значения напряжение на выходе моста М становится выше расчетного значения, а напряжение, поступающее со средней точки делителя R3, R4 на инверсный вход операционного усилителя ОУ2, выше, чем опорное напряжение на неинверсном входе операционного усилителя ОУ1, становится выше опорного напряжения на неинверсном входе, а его выходное напряжение близко к нулю. Ток через светодиод прекращается, выключается оптосиммистор V1 и отключает от дросселя конденсаторы С1 и С2.

Напряжение на выходе моста снижается, однако наличие гистерезисного сопротивления R2 в операционном усилителе ОУ2 препятствует его новому переключению. Отключение конденсаторов оправдано, так как при малых нагрузках требования к синусоидальности входного тока сетевых источников питания снижаются, и часто достаточно одного дросселя в фазном проводе, чтобы получить приемлемую форму входного тока.

При увеличении тока нагрузки растет падение напряжения на дросселе L1, напряжение на выходе моста еще более снижается. В результате вновь переключаются операционные усилители ОУ1, ОУ2, включается оптосиммистор V1, резонансные конденсаторы С1, С2 подсоединяются к дросселю L1, и входной ток становится близким к синусоидальному за счет фильтрации третьей гармоники.

Рассмотренные пассивные корректоры устанавливаются по требованию заказчика в блоки питания и источники бесперебойного питания ООО «АЭИЭП» (рис. 4).

Рис. 4.

а) Блок питания DG800

б) блок питания VZ1200

в) источник бесперебойного питания ИБП600

Таблица 3. Параметры блоков питания с корректорами.

Пассивные корректоры практически не уступают по габаритам и КПД активным, хотя в несколько раз тяжелее. Но следует учесть, что пассивные корректоры, в отличие от активных, не увеличивают уровни радиопомех, а, наоборот, подавляют их за счет корректирующего дросселя L1. Это позволяет использовать ИВЭП с БТВ и пассивными корректорами в медицине, технике, связи, измерительной и другой аппаратуре, где требуются низкие уровни помех.

Похожую проблему приходится решать и при создании трехфазных ИВЭП с БТВ; хотя получить фазный ток, по форме близкий к синусоиде, в таких ИВЭП значительно проще. Известно, что в трехфазных ИВЭП в спектре входного тока отсутствуют гармоники, кратные трем, при этом коэффициент æ традиционного выпрямителя на основе трансформатора и трехфазного моста с LC -фильтром достигает 0,96. Но если на выходе моста оставить только емкость С1 (рис. 5), а такой конденсатор небольшой емкости необходим для работы большинства высокочастотных преобразователей, то коэффициент æ снижается до значения 0,7 , а форма фазного тока сильно искажается.

Рис. 5. Трехфазный мост с фильтром С и LC

Но стоит поставить между трехфазным мостом и конденсатором С1 небольшую индуктивность L1, как коэффициент æ значительно повышается, что объясняется высокой эффективностью подавления 5 из 7 гармоник индуктивностью L1, реактивное сопротивление которой хL 1 = ω×L 1 растет с увеличением частоты. На рис. 6 представлена зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения х*, где х* — нормированная величина реактивного сопротивления индуктивности L1:

где U 0 , I 0 — напряжение и ток на выходе моста.

Рис. 6. Зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения x*

Судя по рис. 6, если значение х* близко к 0, то коэффициент мощности не превышает 0,7, а форма фазного тока сильно искажена (рис. 7а).

Рис. 7. Форма кривой фазной тока для трехфазного моста, работающего на емкость, с индуктивностью L1:

а) при х* = 0,025%

б) при х* = 2,25%, æ = 0,945

в) при х* = 2,25% для трехфазного традиционного ИВЭП с LС фильтром, æ = 0,945

На рис. 7 значения фазного тока iA нормированы относительно тока I 0 (i A * = i A /I 0 ).

Анализ показывает, что достаточно увеличить величину х* до 2,25%, как коэффициент æ повышается до значения 0,95. На рис. 7б показана форма фазного тока ИВЭП с БТВ, значение корректирующей индуктивности L1 которого посчитано по формуле:

Даже при такой незначительной индуктивности кривые фазного тока и коэффициентов æ ИВЭП с БТВ и традиционного трансформаторного ИВЭП с громоздким LC -фильтром (рис. 7в) практически не отличаются. Конструктивные расчеты показывают, что объем дросселя, индуктивность которого рассчитана по формуле (3), не превышает 3-5% от объема трехфазного ИВЭП с БТВ. Пассивные корректоры установлены в большинстве зарубежных трехфазных ИВЭП с БТВ, мощностью сотни Вт - единицы кВт. На рис. 8 показан такой дроссель, который применила в трехфазном ИВЭП с БТВ мощностью 900 Вт фирма Mean Well.

Рис. 8. Внутреннее устройство в ИВЭП с БТВ мощностью 1 кВт (стрелкой показан дроссель L1)

Корректирующие дроссели устанавливаются в модулях КД 1200М, на базе которых выпускается блок питания «Береза М» (рис. 9) мощностью 2000 Вт, рассчитанный на трехфазную сеть 380 В без нулевого провода.

Рис. 9. Блок питания BR2000 («Береза М»)

Если предыдущий блок «Береза» подключался к трехфазной сети по цепи фаза-ноль и для получения синусоидального входного тока на входе каждого модуля устанавливался корректор массой ≈3,5 кг, то в блоке «Береза М» реализованы преимущества трехфазного подключения, и для получения такого же коэффициента æ на входе модуля необходим всего один дроссель с массой 0,8 кг.

Литература

• Твердов И. и др. Модернизация сетевых фильтров радиопомех на предприятии «АЭИЭП» Электронные компоненты. 2005. № 8.
• Redl R. Power-factor correction in bridge rectifier circuts with inductor and capacitor. APEC, 1995.
• Твердов И. и др. Устройство коррекции коэффициента мощности. Патент РФ № 2328067, 2007.
• Каталог продукции ООО «Александер Электрик источники электропитания» на диске, 2008, осень.
• RayW. Effect от supply reactance on power factor. APEC, 1998.

Проблемы отбора мощности классическим выпрямителем

Основной проблемой классического выпрямителя с накопительным конденсатором, работающего от синусоидального или другого непрямоугольного напряжения, является тот факт, что отбор энергии от сети происходит только в те моменты времени, когда напряжение в ней больше, чем напряжение на накопительном конденсаторе. Действительно, конденсатор может заряжаться только если к нему приложено напряжение, большее чем то, до которого он уже заряжен.

Причем в те моменты, когда напряжение сети становится больше напряжения конденсатора, ток зарядки очень велик, а все остальное время он нулевой. Получается, что, например, для синусоидального напряжения питания, наблюдаются всплески тока при достижении напряжением амплитудных значений. Если Ваше устройство потребляет небольшую мощность, то это можно стерпеть. Но для нагрузки, скажем, 1 кВт 220В всплески тока могут достигать 100 А. Что совершенно неприемлемо.

Вашему вниманию подборки материалов: R7 - 10 Ом. R6 - 0.1 Ом. R4 - 300 кОм, R5 - 30 кОм. R3 - 100 кОм, C4 - 1 нФ. Эти элементы задают частоту работы ШИМ контроллера. Подбираем их так, чтобы частота составила 30 кГц. C3 - 0.05 мкФ. Это частотная коррекция цепи обратной связи. Если выходное напряжение начинает пульсировать или недостаточно быстро устанавливается при изменении тока нагрузки, то эту емкость надо подобрать. VD2 - HER208. C1 - 1000 мкФ. C2 - 4700 мкФ. VD1 - Стабилитрон 15 В. R1 - 300 кОм 0.5 Вт. VT1 - Высоковольтный транзистор на 400 вольт. Это схема запуска, через этот транзистор ток идет только в начале работы. После появления ЭДС на обмотке L2, транзистор закрывается. Так что рассеиваемая мощность на этом транзисторе невелика. D2 - интегральный стабилизатор напряжения (КРЕН) на 12В. D1 - Интегральный ШИМ контроллер. Подойдет 1156ЕУ3 или его импортный аналог UC3823 . Добавление от 27.02.2013 Иностранный производитель контроллеров Texas Instruments преподнес нам удивительно приятный сюрприз. Появились микросхемы UC3823A и UC3823B. У этих контроллеров функции выводов немного не такие, как у UC3823. В схемах для UC3823 они работать не будут. Вывод 11 теперь приобрел совсем другие функции. Чтобы в описанной схеме применить контроллеры с буквенными индексами A и B, нужно вдвое увеличить резистор R6, исключить резисторы R4 и R5, подвесить (никуда не подключать) ножку 11. Что касается российских аналогов, то нам читатели пишут, что в разных партиях микросхем разводка разная (что особенно приятно), хотя мы пока новой разводки не встречали. L1 - дроссель 2 мГн, рассчитанный на ток 3 А. Можно намотать на сердечнике Ш16х20 четырьмя проводами 0.5 мм, сложенными вместе, 130 витков, зазор 3 мм. L2 - 8 витков провода 0.2 мм. Выходное напряжение формируется на конденсаторе C5. Комментарий: В параметрах дросселя была ошибка, на которую нам указали читатели. Теперь она исправлена. Кроме того, для повышения стабильности работы схемы может быть полезно ограничить максимальное время открытия силового полевого транзистора. Для этого устанавливаем подстроечный резистор между 16 ножкой микросхемы и минусовым проводом питания, а движок соединяем с ножкой 8. (Как, например, на этой схеме .) Подстраивая этот резистор, можно регулировать максимальную скважность импульсов от ШИМ-контроллера. К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости , чтобы быть в курсе. Если что-то непонятно, обязательно спросите! Задать вопрос. Обсуждение статьи. сообщений. Здравствуйте! Можно ли обмотку l2 дополнительно использовать для питания: драйв еров ir2101 и гальванически связанного с ними контроллера инвертора трехфазного асинхронного двигателя. Питание драйверов верхних ключей бутстрепное. С уважением, Борис Схема импульсного блока питания. Расчет на разные напряжения и токи.... Полумостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, ... Как работает полу-мостовой стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описание... ШИМ, PWM контроллер. Усилитель ошибки. Частота. Инвертирующий, неинвер... ШИМ контроллер. Синхронизация. Обратная связь. Задание частоты.... устройство для резервного, аварийного, запасного питания котла, циркул... У меня установлен газовый отопительный турбо котел, требующий электропитания. Кр... Режим непрерывного / прерывного (прерывистого) тока через катушку инду... Сравнение режимов непрерывного и прерывного тока. Онлайн расчет для повышающей, ... Понижение напряжения постоянного тока. Как работает понижающий преобразователь н... Составной транзистор. Схемы Дарлингтона, Шиклаи. Расчет, применение... Составной транзистор - схемы, применение, расчет параметров. Схемы Дарлингтона, ...

На рынке персональных компьютеров становится все больше и больше блоков питания со встроенными корректорами мощности. Они выполнены с использованием различных интегральных микросхем, и поэтому имеют разные схемы построения, хотя общие принципы схемотехники (о которых рассказывалось в предыдущей публикации), практически, одинаковы. Поэтому, рассмотрев всего лишь одну микросхему, а именно, UCC3818, мы получим хорошее представление об архитектуре большинства контроллеров коррекции мощности.

Микросхема UCC3818 относится к семейству контроллеров коррекции мощности, к которому принадлежат еще и такие контроллеры, как UCC2817, UCC2818 и UCC3817. Различие между контроллерами этого семейства заключается в разных диапазонах рабочих температур и разных значениях напряжений UVLO (напряжения включения и напряжения выключения микросхемы). Микросхемы семейства являются ШИМ-контроллерами, выполняющими все функции, необходимые для активной коррекции коэффициента мощности. Контроллеры позволяют доводить значения коэффициент мощности почти до единицы путем формирования необходимой формы входного тока, в зависимости от параметров входного переменного напряжения. Контроллеры семейства работают в режиме среднего тока, в результате чего обеспечивается стабильность входного тока и малые искажения синусоидальности сетевого тока.

Контроллеры UCC x817/x818 имеют следующие основные особенности:

- обеспечивают управление повышающим преобразователем;

- ограничивают искажения, вносимые в питающую сеть;

- обеспечивают модуляцию передней кромки импульса тока;

- позволяют работать с любым переменным напряжением, использующимся в любых странах мира;

- обеспечивают защиту от превышения напряжения;

- обеспечивают ограничение потребляемой мощности на заданном уровне;

- работают в режиме среднего тока;

- обеспечивают улучшенное подавление шумов;

- имеют улучшенный алгоритм опережающего управления;

- имеют типовое значение пускового тока, равное 150 мкА;

- созданы с использованием маломощной технологии BiCMOS.

Контролеры семейства разработаны в компании Texas Instrument"s и обладают малым значением пускового тока и низким уровнем потребляемой мощности. В контроллерах используется технология модуляции передней кромки импульса тока, т.е. длительность рабочего цикла регулируется путем изменения времени начала заряда сглаживающего конденсатора (а не временем прекращения зарядного тока). Данная технология позволяет уменьшить величину пульсаций на сглаживающем конденсаторе, устанавливаемом на выходе корректора мощности, что, в итоге, приводит к уменьшению габаритов этого конденсатора, а, следовательно, и к снижению его стоимости и стоимости всей схемы.

Усилитель тока имеет малое входное смещение (2 мВ), что позволяет уменьшать искажения тока в условиях малой нагрузки.

Рис.1 Архитектура ШИМ-контроллера семейства UCC3818

Блок-схема ШИМ-контроллеров UCCx817/x818 представлена на рис.1. Предельные значения основных параметров микросхем представлены в табл.1.

Таблица 1. Предельные значения параметров UCC3818

Параметр	Обознач.	Значение
Питающее напряжение		18 V
Ток потребления		20 mA
Выходной управляющий ток (продолжительный)	I DRVOUT	0.2 A
Выходной управляющий ток	I DRVOUT	1.2 A
CAI , MOUT , SS
Входное напряжение на контакте PKLMT
Входное напряжение на контактах VSENSE , OVP / EN		10 V
Входной ток контактов RT , IAC , PKLMT		10 mA
Максимальное отрицательное напряжение на контактах DRVOUT , PKLMT , MOUT	V NEG	0.5 V
Рассеиваемая мощность
Температура пайки (10 сек)	T SOL	300° C

Контроллеры выпускаются в 16-контактных корпусах типа SOIC, PDIP, TSSOP. Распределение сигналов по контактам микросхемы представлено на рис.2, а в табл.2 дается описание этих сигналов.

Рис.2 Цоколевка микросхемы UCC3818

Таблица 2. Назначение контактов микросхемы UCC3818

№	Обознач.	Описание
		«Земля». Относительного это контакта измеряются все напряжения. Контакты VCC и REF должны подключаться к «земле» через конденсаторы 0.1 мкФ , или через большие керамические конденсаторы.
	PKLMT	Вход ограничения пикового тока корректора мощности. Порогом для токового ограничения является уровень 0В . Для формирования смещения сигнала ограничения тока используется внешний резистивный делитель, подключенный с одной стороны к «отрицательному» выводу токового датчика, а с другой стороны, к источнику опорного напряжения VREF . Полученное таким образом смещение соответствует пиковому значению тока. Ограничение тока осуществляется в тот момент, когда напряжение контакта PKLMT становится ниже 0В .
	CAOUT	Выход усилителя тока. Это выход операционного усилителя с широкой полосой пропускания, который измеряет величину сетевого тока и формирует команды для широтно-импульсного модулятора корректора мощности. Это позволяет устанавливать необходимого значение рабочего цикла ШИМ. Компенсационные внешние элементы устанавливаются между выходом CAOUT и входом MOUT .
		Неинвертирующий вход усилителя тока. Этот вход используется для контроля величины сетевого тока с помощью токового датчика, в качестве которого используется низкоомный резистор. Вход CAI соединен через резистор с той стороной токового датчика, которая подключена к «земле». Величина сетевого тока измеряется по разности потенциалов на контакте CAI и контакте MOUT (именно между двумя этими контактами и включается токовый датчик).
	MOUT	Мультиплексированный контакт, являющийся выходом умножителя и одновременно инвертирующим входом усилителя тока. Такая конфигурация позволяет улучшить защиту от помех и позволяет работать в режиме модуляции переднего фронта. Совместно с контактом CAI используется для контроля величины сетевого тока.
		Вход аналогового умножителя. На этом входе создается ток, пропорциональный мгновенному значению входного напряжения. Умножитель настроен таким образом, что позволяет отслеживать очень малые изменения входного тока. Рекомендуемое максимальное значение входного тока составляет 500 мкА .
	VAOUT	Выход усилителя ошибки по напряжению. Этим операционным усилителем осуществляется регулировка выходного напряжения. Выход усилителя внутренне ограничивается на величине примерно 5.5 В .
		Напряжение упреждающего управления. На этот контакт подается сигнал, пропорциональный среднедействующему (RMS ) значению напряжения. При отсутствии питающей сети на контакте VFF должно устанавливаться напряжение 1.4В .
	VREF	Выход опорного напряжения. На этом выходе формируется постоянное стабилизированное напряжение величиной 7.5В . Выходной ток этого контакта может достигать величины 20 мА, что необходимо для питания внешних периферийных цепей. В составе микросхемы имеется внутренняя цепь ограничения тока при коротких замыканиях. Выход VREF запрещен и установлен в 0В , если питающее напряжение Vcc ниже порога UVLO . Между контактом VREF и «землей» должен устанавливаться шунтирующий керамический конденсатор емкостью около 0.1мкФ (или больше) для обеспечения стабильности опорного напряжения.
	OVP / EN	Вход внутреннего компаратора, который запрещает работу выходного драйвера микросхемы в случае, если выходное напряжение превышает заданный уровень.
	VSENSE	Инвертирующий вход усилителя ошибки по напряжению. Обычно этот вход соединен с компенсационной цепью и с выходом повышающего преобразователя (подключается через делитель).
		Контакт для подключения частотозадающего резистора. Внешний резистор, включенный между этим выводом и «землей» задает величину тока для заряда конденсатора, подключенного к контакту CT . Номинал резистора рекомендуется выбирать в диапазоне 10…100 кОм . Номинальное напряжение на данном контакте равно 3В .
		Контакт для программирования «мягкого старта». К этому контакту подключается внешний конденсатор. Конденсатор разряжается, если питающее напряжение Vcc становится низким. Если работа «мягкого старта» разрешена, внешний конденсатор начинает заряжаться внутренним источником тока. Напряжение контакта SS используется как сигнал ошибки во время запуска микросхемы, разрешая регулировать ширину выходных импульсов. В случае, когда питающее напряжение Vcc падает, сигнал OVP / EN быстро опускается ниже 1.9В и внешний конденсатор SS быстро разряжается и запрещает функционирование ШИМ.
		Контакт для подключения частотозадающего конденсатора. Конденсатор, задающий частоту ШИМ, включается между этим контактом и «землей». Этот конденсатор должен располагаться как можно ближе к «земле».
		Положительное питающее напряжение. Для нормального функционирования, этот вход должен быть подключен к стабилизированному источнику, формирующему выходной ток величиной, как минимум, 20 мА и напряжение величиной 10…17 В . К контакту Vcc напрямую должен быть подключен шунтирующий конденсатор для поглощения импульсов тока, необходимых для заряда емкости затвора внешнего MOSFET -транзистора. Чтобы предотвратить формирование выходных импульсов неправильной формы на контакте DRVOUT , выходной драйвер контроллера должен быть заблокирован до тех пор, пока напряжение на контакте Vcc превышает верхний порог UVLO и находится ниже нижнего порога UVLO .
	DRVOUT	Выходной сигнал, управляющий внешним силовым ключом, в качестве которого используется полевой транзистор, т.е.на выходе формируются сигналы управления затвором полевого транзистора. Выход представляет собой тотемный выход, построенный на MOSFET -транзисторах. Между выходом DRVOUT и затвором внешнего полевого транзистора должен устанавливаться последовательный токоограничивающий резистор, который обеспечивает согласование между выходным сопротивлением микросхемы и сопротивлением затвора. Резистор позволяет избежать перегрузки выхода DRVOUT .

Рассмотрим практический вариант применения микросхемы UCC3818 в составе блока питания HPC 360-302. В этом блоке питания используется активный высокочастотный корректор мощности, устанавливаемый сразу же после диодного моста (рис.3). Входом схемы корректора мощности являются точки, обозначенные BD+ («плюс» диодного моста) и BD- («минус» диодного моста). Таким образом, на вход корректора мощности подается напряжение величиной примерно 300В. Выходом корректора мощности является напряжение Vo величиной около 400В (относительно точки GND).

Рис.3 Положение корректора мощности в блоке питания HPC 360-302

Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302 представлена на рис.4.

Рис.4 Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302

Питающее напряжение Vcc для контроллера UCC3818 формируется интегральным стабилизатором на напряжение +12В типа 7812 (IC1). На вход этого стабилизатора подается постоянное нестабилизированное напряжение величиной 15...20 В. Это напряжение формируется дежурным преобразователем блока питания. Для его формирования задействована дополнительная обмотка импульсного трансформатора дежурного преобразователя (рис.5). Импульсы, генерируемые в этой обмотке, выпрямляются диодом D8 и сглаживаются конденсатором С10. Ограничение полученного напряжения осуществляется стабилитроном ZD1. Таким образом, контроллер UCC3818 запускается сразу же, как только блок питания включается в сеть, и начинает работать дежурный преобразователь.

Рис.5 Формирование питающего напряжения для UCC3818 в корректоре мощности блока питания HPC 360-302

Включение UCC3818 происходит в момент, когда напряжение Vcc на конт.15 превышает значение 10.2 В.

При включении контроллера на конт.9 появляется опорное напряжение VREF величиной 7.5В, на конт.14 (CT) появляется пилообразное напряжение внутреннего частотозадающего генератора, а на выходе – на конт.16 (DRVOUT) появляются прямоугольные импульсы. Выходные импульсы контроллера управляют внешним силовым ключом, который в данной схеме образован двумя параллельно включенными полевыми транзисторами QF1 и QF2. параллельное включение двух транзисторов позволяет увеличить мощность схемы.

Переключение транзисторов QF1 и QF2 приводит к созданию импульсного тока в дросселе L1. Этот дроссель является, пожалуй «главным» элементом всей схемы. Импульсы, наводимые в дросселе, имеют амплитуду, значительно превышающую 300В. Эти импульсы выпрямляются диодом D7, в результате чего создается напряжение постоянного тока величиной около 400В.

Функцию токового датчика в схеме выполняют два параллельно включенных резистора большой мощности R14/R14A. Падение напряжения на этих резисторах пропорционально току, потребляемому схемой из сети. Это падение напряжения оценивается контроллером через входные контакты CAI (конт.4) и MOUT (конт.5). Кроме того, превышение током предельного значения отслеживается через конт.2 (PKLMT). Чем больше величина потребляемого тока, тем меньше напряжение на конт.2.

Выходное напряжение корректора мощности обозначено на схеме Vo. Величина этого напряжения контролируется микросхемой UCC3813 через входы VSENSE (конт.11) и OVP/EN (конт.10). Выходное напряжение подается на эти контакты через резистивный делитель, в который входят резисторы R2/R3/R4/R5/R19. Компенсационная цепь усилителя ошибки по напряжения состоит из элементов C7/C15/R7 и включена между конт.11 (VSENSE) и конт.7 (VAOUT).

Длительность периода «мягкого старта», в течение которого длительность выходных импульсов контроллера плавно нарастает в момент его включения, задается конденсатором С4, подключенным к конт.13 (SS).

С. КОСЕНКО, г. Воронеж

Хорошо известно, что активная мощность, потребляемая нагрузкой от источника переменного тока, далеко не всегда равна произведению эффективного значения тока на эффективное значение напряжения. Многие считают, что это относится только к нагрузкам с реактивной составляющей сопротивления, создающей фазовый сдвиг между законами изменения тока и напряжения. При подсчете мощности реактивность нагрузки учитывают еще одним сомножителем - коэффициентом мощности, равным косинусу угла сдвига фазы (cos Фи). Чем меньше этот сдвиг, тем ближе к единице этот коэффициент.

Однако к уменьшению коэффициента мощности приводит и нелинейность нагрузки, причем это явление со сдвигом фазы не связано. Типичный пример - обычный выпрямитель. Потребляемый им ток имеет импульсный характер, протекая только в интервалах времени, когда мгновенное значение переменного входного напряжения больше напряжения на сглаживающем конденсаторе и диод (или диоды) выпрямителя открыт. Амплитудное и эффективное значения этого тока намного больше среднего тока нагрузки, а коэффициент мощности значительно ниже единицы. Чтобы увеличить этот коэффициент, необходимо максимально приблизить форму потребляемого тока к синусоидальной.

Схема одного из вариантов устройства, выполняющего эту операцию и называемого корректором коэффициента мощности, изображена на рис. 1. Он построен на специализированной микросхеме-контроллере L6562 фирмы STMicroelectronics. Полезно ознакомиться с описанием предшественника этого контроллера L6561 и их сравнительными данными .

ККМ представляет собой однотактный импульсный повышающий преобразователь напряжения с накоплением энергии в магнитопроводе трансформатора Т1 и последующей ее передачей в нагрузку.

Основные технические характеристики
Входное переменное (50 Гц) напряжение, В.........220±20 %
Коэффициент мощности, % .......96
Коэффициент гармонических искажений входного тока, % ..............8
Выходное постоянное напряжение, В.................400
Мощность нагрузки, Вт...........80
КПД, %.........................96

Нa вход преобразователя через фильтр высокочастотных помех (двухобмоточный дроссель L1 с конденсаторами CI- С4) и выпрямительный мост VD1 поступает пульсирующее с частотой 100 Гц напряжение U„. Конденсатор С5 сравнительно небольшой емкости не сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, а лишь замыкает цепь протекания высокочастотных составляющих входного тока преобразователя Il, уменьшая их проникновение в сеть и влияние импеданса сети на работу ККМ.

После включения прибора в сеть начинают заряжаться через резисторы R5 и R7 конденсаторы С10 и С11 Контроллер DA1 заработает, как только напряжение на конденсаторах и, следовательно, между его выводами 8 и 6 достигнет 13 В (в случае снижения этого напряжения до 10,3 В он снова перейдет в нерабочее состояние с потреблением тока не более 90 мкА). Под действием импульса, вырабатываемого внутренним генератором пусковых импульсов (ГПИ) A3, на выходе триггера D2 будет установлен высокий логический уровень, а на выходе усилителя А6 (выв. 7 микросхемы) - напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1. Через обмотку I трансформатора Т1 и открытый транзистор потечет линейно нарастающий ток.
Транзистор будет закрыт, как только триггер D2 перейдет в состояние с низким уровнем на выходе, а это случится в момент срабатывания компаратора А5, сравнивающего напряжение, снимаемое с резистора R13 - датчика тока транзистора VT1, с напряжением на выходе перемножителя А4. Так как ток в обмотке трансформатора, как и во всякой индуктивности, не может прекратиться мгновенно, после закрывания транзистора он потечет, спадая, через диод VD4, заряжая конденсатор С13 и питая нагрузку. В интервалах времени, когда транзистор VT1 открыт и ток через диод VD4 не течет, заряд, накопленный в конденсаторе С13, расходуется на питание нагрузки.
Спад тока в обмотке I трансформатора Т1 до нуля зафиксирует узел А1 (обнаружитель нулевого значения тока, ОНЗТ), для его работы на выв. 5 контроллера подано напряжение с обмотки II трансформатора. В этот момент триггер D2 вновь будет установлен в состояние с высоким уровнем на выходе, а транзистор VT1 открыт. Далее процесс повторяется периодически.

Участки графика тока обмотки I трансформатора Т1, изображенные на рис. 2 линиями розового цвета, соответствуют протеканию тока через транзистор VT1, а линиями голубого цвета - через диод VD4 На том же рисунке имеется временная диаграмма изменения напряжения U, на затворе коммутирующего транзистора. В реальнос¬ти отношение частоты коммутации к частоте входного напряжения значительно больше изображенного на рис. 2 Элементы преобразователя обычно выбирают так, что частота следования его импульсов не опускается ниже 40 кГц. Так как частота пусковых импульсов, генерируемых узлом А1, не превышает 13 кГц, на работу ККМ в установившемся режиме этот узел не влияет.

Напряжение на выходе перемножителя А4 пропорционально мгновенному значению напряжения Uвх, часть которого поступает на выв. 3 контроллера через делитель из резисторов R1-R3. В результате форма огибающей вершин импульсов тока, показанная на рис. 2 пунктиром, совпадает с формой входного напряжения. По такому же закону изменяется среднее значение потребляемого тока Icp, что и требуется для выполнения ККМ своей основной функции. Из графиков на рис. 2 следует (это можно показать и аналитически), что в рассматриваемом случае фиксирована длительность интервалов времени, соответствующих открытому состоянию транзистора VT1. Частота коммутации, изменяясь периодически с удвоенной частотой сетевого напряжения, зависит также от его амплитуды и от тока нагрузки. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота следования импульсов тока не выходила за пределы 40. .200 кГц. Кроме того, магнитопровод трансформатора не должен насыщаться под действием импульса тока максимальной амплитуды (Ilmax) - в установившемся режиме приблизительно в три раза больше тока нагрузки ККМ

Фактически трансформатор Т1 использован как накопительный дроссель. Почти вся энергия, поступившая в его магнитное поле за время, когда коммутирующий транзистор открыт, поступает в нагрузку при закрытом тран зисторе. Лишь небольшая часть этой энергии с помощью вторичной обмотки ответвляется на формирование сигнала нулевого значения тока и на питание контроллера по цепи R6C8VD2VD3. Упомянутые выше резисторы R5 и R7 обеспечивают ток, достаточный лишь для запуска контроллера.

Стабилизация выходного напряжения ККМ (UВЫХ) достигается тем, что на второй вход перемножителя А4 контроллера поступает сигнал рассогласования, полученный в результате сравнения части выходного напряжения, снимаемого с резистивного делителя R14-R17, с формируемым внутри контроллера образцовым напряжением 2,5 В. В результате при

колебаниях тока нагрузки и амплитуды входного напряжения амплитуда огибающей импульсов тока изменяется таким образом, что выходное напряжение поддерживается равным заданному (400 В).

Усилитель сигнала рассогласования А2 охвачен цепью отрицательной обратной связи (ЦОС), схема и параметры которой выбирают так, чтобы была обеспечена динамическая устойчивость стабилизатора при достаточно быстрой реакции на дестабилизирующие факторы. В простейшем случае ЦОС - это просто конденсатор С9 (см. рис. 1). уменьшающий усиление сигнала рассогласования с повышением его частоты при достаточно большом коэффициенте передачи постоянной составляющей. Например, чтобы ослабить составляющую с частотой F в N раз, емкость конденсатора обратной связи должна быть равна

Например, при F = 100 Гц и N = 1000 требуется конденсатор емкостью приблизительно 1,6 мкФ.

Однако стабилизатор с простейшей ЦОС бывает склонен к возникновению автоколебаний из-за малого запаса по фазе на частоте единичного усиления. Если фазовый сдвиг на этой частоте достигает 180°, обратная связь из отрицательной превращается в положительную со всеми вытекающими неприятными последствиями.

Чтобы устранить это явление и обеспечить достаточный запас по фазе, последовательно с конденсатором обратной связи включают резистор. Именно такая ЦОС R7C8 показана на рис. 1 в качестве основной, а конденсатор С9 и требующийся в некоторых случаях резистор R9 изображены пунктиром В контроллере L6562 предусмотрена защита от превышения допустимого значения выходного напряжения. Принцип ее работы поясняет фрагмент схемы контроллера на рис. 3. Элементы А2, А4, А6, конденсатор С7 и резисторы R8, R14-R17 те же, что и на рис. 1. Имеются два вида защиты - статическая и динамическая. Первую обеспечивает компаратор А7. Он изменяет состояние, если напряжение на выходе усилителя А2 падает ниже 2,25 В, что соответствует превышению заданного выходного напряжения ККМ на 10 %. Сигнал с выхода компаратора через элемент ИЛИ D3 поступит на вход блокировки усилители А6, в результате чего транзистор VT1 (см. рис 1) будет немедленно закрыт и останется закрытым, пока за счет разрядки конденсатора С13 током нагрузки напряжение на выходе ККМ не упадет до допустимого уровня.

Динамическая защита предохраняет от скачков выходного напряжения, вызванных, например, резким сбросом нагрузки. Ее действие основано на том, что в установившемся режиме ток зарядки-разрядки конденсатора ЦОС (С7) и практически равный ему выходной ток усилителя А2 близки к нулю.

При резком изменении выходного напряжения приращение тока, текущего через резисторы R14 и R15, вызывает равное ему увеличение выходного тока усилителя, заряжающего конденсатор. Усилитель А2 имеет специальный выход контроля выходного тока, соединенный со входом компаратора А8. Если значение тока, втекающего в выв. 2 контроллера, превысит 37 мкА, будет включено так называемое "мягкое торможение" - ограничение длительности импульсов на выв. 7, приводящее к постепенному снижению выходного напряжения. Если же втекающий ток превысит 40 мкА, произойдет "резкое торможение" с полной блокировкой усилителя А6. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора А8 нормальная работа будет восстановлена только после уменьшения втекающего тока до 10 мкА. Потребление тока контроллером по цепи питания, равное в рабочем режиме 4 мА, уменьшается до 1,4 мА при срабатывании защиты.

Кроме контроллера L6562, в описанный ККМ можно устанавливать аналогичные микросхемы других изготовителей, например. МС34262, IL34262. Диод VD4 должен быть быстродействующим с рабочей частотой не менее 200 кГц и способным выдерживать пиковые значения коммутируемого тока. Конденсаторы С1- С5 - пленочные или керамические на напряжение не менее 630 В. Дроссель L1 - ДФ90ПЦ или ДФ110ПЦ от телевизоров серий ЗУСЦТ-5УСЦТ.

Магнитопровод трансформатора Т1 - Ш6*6 из феррита М2000НМ1 со стандартным каркасом, все неиспользуемые выводы которого удалены. Обмотку I (73 витка) наматывают жгутом из десяти проводов ПЭВ-2 0,12 в четыре слоя, избегая сползания и проваливания витков верхнего слоя в нижний

У щечек каркаса. Каждый слой и обмотку в целом изолируют лакотканью или другим изоляционным материалом, способным выдержать импульсы амплитудой более 400 В. Измеренная индуктивность обмотки I готового трансформатора - 650 мкГн. Обмотка II - шесть витков провода ПЭВ-2 0,12, намотанных "вразрядку" по всей ширине каркаса.

Для создания в магнитопроводе немагнитного зазора подготавливают две вставки из стеклотекстолита толщиной 0,25 мм. Собирая трансформатор, их вставляют между торцами крайних стержней половин магнитопровода, после чего магнитопровод склеивают. На собранный трансформатор надевают экран - короткозамкнутый виток из полосы медной фольги шириной 10 мм. Это необходимо для снижения уровня излучаемых устройством помех. С общим проводом виток не соединяют.

Эксплуатация ККМ показала, что температура магнитопровода трансформатора Т1 достигает приблизительно 70 "С. Чтобы уменьшить нагрев, желательно вместо магнитопровода из феррита 2000НМ1 применить изготовленный из феррита 2500НМСI или аналогичного зарубежного. Также реко мендуется устанавливать в ККМ оксидные конденсаторы с максимальной рабочей температурой 105 °С.