Активный корректор коэффициента мощности. Схемотехника однофазных корректоров коэффициента мощности

Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, источников электропитания с емкостным фильтром и т.д. приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с высоким процентом содержания высоких гармоник, из-за которых могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Коэффициент мощности при этом не превышает 0,7.

Стандартом VDE0712 были введены требования к потребителям электрической энергии по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности . Стоит отметить, что нормы распространялись только на осветительное оборудование мощностью более 25Вт. В 1982 году европейским стандартом IEC555 были введены более жесткие ограничения, и действие стандарта распространилось также и на системы электропитания мощностью более 165 Вт . В настоящее время стандарт МЭК IEC 1000-3-2 определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования . Постепенное ужесточение требований к потребителям электрической энергии вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к проработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности. В 80-х годах прошлого века за рубежом активно начали использоваться микросхемы разных фирм производителей, которые позволили создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов. В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации подобных ограничений к потребителям электроэнергии не вводилось. Возможно, по этой причине, вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе, а элементная база для схем коррекции, например - микросхемы управления, уступали зарубежным аналогам. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров надежных в работе и недорогих по стоимости.

Как правило, на входе источника питания или электронного балласта установлен мостовой выпрямитель и фильтрующий конденсатор. Как видно на , ток из сети потребляется во время t1-t2, когда выпрямленное напряжение сети превышает напряжение на конденсаторе. Коэффициент мощности (отношение активной составляющей мощности к полной мощности) для схемы, представленной на , находится в пределах 0,5 - 0,7 и зависит от величины ёмкости конденсатора и сопротивления нагрузки . Увеличение мощности нагрузки приводит к возрастанию пульсации на конденсаторе фильтра, которая для электролитических конденсаторов не должна превышать допустимых значений, как правило, несколько вольт.

Рис.1 Однофазный выпрямитель со сглаживающей емкостью (а),
с L-C фильтром (б);
форма напряжения и тока (в):
1 - напряжение на емкости, 2 - выпрямленное напряжение, 3 - ток нагрузки.

Использование LC-фильтра для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения, как показано на , можно назвать методом пассивной коррекции коэффициента мощности. Форма входного тока зависит от величины индуктивности дросселя и ёмкости конденсатора фильтра. Так как частота питающей сети 50Гц элементы фильтра будут иметь большие размеры, что ухудшает массо-габаритные показатели устройства. Коэффициент мощности при этом находится в пределах 0,7 - 0,85. Необходимо заметить, что применение индуктивности приводит к перенапряжениям, возникающим на выходной ёмкости и на дросселе фильтра при скачкообразных изменениях тока нагрузки.

Методы активной коррекции коэффициента мощности можно условно разделить по частоте преобразования на низкочастотный и на высокочастотный .

а)	б)

Рис.4 Формы напряжения и тока в высокочастотных ККМ:
а) с переменной частотой коммутации,
б) с постоянной частотой коммутации.

В структурах однофазных источников бесперебойного питания переменного тока (UPS) широкое применение нашла полумостовая схема инвертора, содержащая в качестве одного из плечей два последовательно включенных конденсатора. Напряжение на каждом конденсаторе поддерживается стабильным в пределах ±400 В за счет высокочастотного ШИМ управления силового транзистора ККМ с постоянной частотой коммутации 10...20 кГц.

На приведены схемы высокочастотных ККМ с дифференциальным выходом. Схема на содержит один дроссель L1 и один силовой транзистор VT1 и используется в UPS с двойным преобразованием энергии мощностью до 2 - 3 кВА.

При мощностях более 3 кВА в качестве ККМ используются два однотактные повышающие преобразователи (бустеры) на силовых транзисторах VT1, VT2 (). Транзисторы управляются высокочастотными ШИМ сигналами независимо, каждый в соответствующий полупериод сетевого напряжения. Такая схема содержит два дросселя L1, L2 , однако за счет снижения количества силовых диодов снижаются потери мощности в ККМ.

Рис. 5 ККМ с дифференциальным выходом:
с одним дросселем (а),
с двумя дросселями (б).

Многие фирмы (Micro Linear, UNITRODE и другие) выпускают руководства по применению, включающие методики для расчета схем корректоров коэффициента мощности для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования. На российском рынке появляются новые контроллеры, позволяющие создавать более надежные и дешевые источники питания с высоким коэффициентом мощности. В качестве примера можно привести микросхемы, объединяющие в одном корпусе корректор и ШИМ-контроллер для получения законченного источника питания, микросхемы, управляющие силовыми транзисторами корректора и обеспечивающие "мягкое" переключение последних, что позволяет увеличить частоту преобразования до сотен килогерц . Более подробный обзор существующих контроллеров заслуживает отдельного рассмотрения.

Рассмотрены вопросы создания пассивных корректоров коэффициента мощности для модулей питания, работающих от однофазных и трехфазных сетей. Пассивные корректоры мощности, использующие только дроссели и конденсаторы просты, надежны и не генерируют радиопомех. Для таких корректоров мощности приведены технические решения и основные соотношения для проектирования.

Сетевые источники вторичного электропитания (ИВЭП) с бестрансформаторным входом (БТВ), благодаря высоким энергетическим и массо-габаритным характеристикам, за последние 20 лет практически вытеснили традиционные. В то же время возникли две серьезные проблемы, связанные с применением таких ИВЭП. Первая связана с тем, что теперь в состав радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) входит новый мощный генератор радиопомех, который заметно ухудшил электромагнитную обстановку. Чтобы уменьшить помехи в блоках питания на основе ИВЭП с БТВ, используются фильтры радиопомех (ФРП), как во входных, так и в выходных цепях, которые занимают до 10% объема блока .

Еще одна проблема таких ИВЭП связана с импульсным потреблением тока. В ИВЭП с БТВ входной выпрямитель с емкостным фильтром потребляет от сети импульсный ток длительностью всего 0,25-0,3 полупериода при соответствующем увеличении его амплитуды. Несинусоидальный характер потребляемого тока вызывает искажения формы кривой напряжения питающей сети, причем наиболее остро это проявляется в сетях ограниченной мощности, к которым относятся системы электроснабжения (СЭС) автономных объектов. Известно, что такие СЭС строятся на основе встроенных электроагрегатов, прицепных электростанций, электроустановок с отбором мощности, значение которой выбирается соизмеримым с мощностью, потребляемой РЭА.

С искажениями формы кривой напряжения первичных источников ограниченной мощности разработчики РЭА сталкивались и раньше, при применении трансформаторных выпрямительных устройств. Обычным требованием было использование выпрямительных нагрузок, которые составляли не более 20-30% от мощности первичных источников. Внедрение ИВЭП с БТВ резко обострило эту проблему.

Искажения формы кривой напряжения питающей сети не только нарушают функционирование других потребителей, подключаемых параллельно с ИВЭП с БТВ к ЭА, но и нарушают работу самого источника. Форма напряжения на выходе ЭА при работе на ИВЭП с БТВ соизмеримой мощности становится трапецеидальной. Регулятор ЭА старается поддержать среднее значение этого напряжения на уровне среднего значения напряжения синусоидальной формы. В результате значительно возрастают токи намагничивания сетевых трансформаторов в сервисных источниках ИВЭП с БТВ, которые перегреваются и выходят из строя.

При импульсном потреблении тока также резко возрастает мощность искажений. Коэффициент мощности ИВЭП с БТВ не превышает значения 0,7. На стационарных объектах, где применяются десятки ПК с такими ИВЭП, из-за дополнительной мощности искажений приходится увеличивать мощность силового ввода. Например, для питания десяти автоматизированных рабочих мест с персональными компьютерами требуется мощность порядка 3 кВт. При этом от сети будет одновременно потребляться активная мощность 3 кВт и мощность искажения 1,5 кВА, которая по последствиям равна реактивной мощности. При этом должен быть установлен силовой ввод, рассчитанный на мощность 3,35 кВА. В США именно эта мощность учитывается при оплате электроэнергии автономного объекта.

Имеется еще одна причина, из-за которой потребляемый ток в стационарных объектах должен быть синусоидальным. В большинстве зданий проложен нейтральный провод меньшего сечения, чем фазный. При нагрузках с низким коэффициентом мощности нейтральный провод, в котором высшие гармоники суммируются, перегружается и сгорает.

По перечисленным причинам Международная электротехническая комиссия (МЭК) с 1992 года ввела стандарт 552-2, требующий обязательной коррекции коэффициента мощности (æ) для потребителей мощностью более 200 Вт.

Чтобы обеспечить синусоидальную форму потребляемого тока, на входе ИВЭП с БТВ устанавливают активные или пассивные корректоры коэффициента æ. Активные корректоры, построенные на основе транзисторных высокочастотных преобразователей, позволяют получить высокий коэффициент мощности (более 0,98) и имеют КПД от 96 до 98%. Но сложность активных корректоров снижает надежность и увеличивает стоимость ИВЭП в целом. Возрастают и радиопомехи. Поэтому необходимо исследовать пассивные корректоры, которые просты и надежны, так как состоят из одного дросселя и нескольких конденсаторов, а также привлекательны благодаря их низкой цене.

На рис. 1 показан корректор , в котором элементы были оптимизированы на математической модели с целью получения максимального коэффициента мощности.

Рис. 1. Принципиальная схема корректора коэффициента мощности

По результатам оптимизации для расчета L и C могут быть рекомендованы следующие выражения:

где С = С 1 +С 2 , мкФ.

Расчеты элементов корректора по соотношениям (1, 2) позволяют получить максимальный коэффициент æ, равный 0,98.

Контур LC настроен на третью гармонику 150 Гц с небольшой расстройкой (≈10%) с целью лучшей фильтрации высших гармоник.

Расчетный параметр L×I 2 использован для определения объема стали Э330 сердечника V дросселя L . Данные расчета LC -корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт сведены в таблицу 1.

Таблица 1. Данные расчета LC-корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт

Pном	Rн	XL	L	С	I	L×I 2	Vст	С3
Вт	Ом	Ом	мГн	мкФ	А	ВА	см 2	мкФ
400	234	28,08	88,4	12,7	2,2	0,428	82	200
800	117	14,04	44,2	25,5	4,4	0,86	196	400
1200	78	9,36	30	37,5	6,6	1,3	300	600

В результате математического моделирования получены значения выходного напряжения моста U 0 для номинальной мощности Р ном и для 0,1×Р ном и определена форма входного тока (рис. 2). Все корректоры обеспечивают коэффициент мощности >0,98.

Рис. 2.

а) Входной ток

б) напряжение на выходе корректора мощности Рном

в) напряжение на выходе корректора мощности 0,1×Рном

Для дросселя L необходимо применять ленточные сердечники с зазором, так как ток основной гармоники является подмагничивающим для дросселя, фильтрующего третью гармонику, или торы с порошкообразными сердечниками. При создании опытного образца для дросселя использованы замкнутые магнитопроводы из многослойного железа фирмы EPCOS, у которых магнитная проницаемость постоянна в широком диапазоне изменений напряженности магнитного поля, а также перспективные конденсаторы MRP.

Правильное построение корректора предполагает компромисс между массой, которая определяется дросселем, и стоимостью, определяемой величиной С . Уменьшение величины L в контуре на третью гармонику вызывает ухудшение коэффициента æ и рост стоимости корректора, хотя вес корректора снижается. В качестве примера в таблице 2 приведены расчетные значения коэффициента мощности для различных значений индуктивности дросселя при выходной мощности корректора 1200 Вт.

Таблица 2. Расчетные значения коэффициента мощности

Индуктивность L, мГн	30	15	10
Емкость C, мкФ	37,5	75	112
Коэффициент мощности æ, %	98,8	95,38	89,64
Коэффициент гармоник Кг	15,5	31,2	49,5

Судя по рис. 2в, при мощности 0,1×Р ном напряжение на выходе корректора достигает значения 530 В. Чтобы исключить это перенапряжение, предлагается при малых мощностях отключать конденсаторы С1 и С2 от контура. Устройство , реализующее этот принцип, содержит дроссель фильтра третьей гармоники L1, диодный мост М1, конденсаторы фильтра С1, С2, оптосиммистор V1, сервисный источник питания (СИП), первый операционный усилитель ОУ1, источник опорного напряжения, включающий в себя сопротивление R1, стабилитрон V2, гистерезисное сопротивление R2, второй операционный усилитель ОУ2, сопротивления делителя R3, R4 (рис. 3).

Рис. 3. Корректор с защитой от перенапряжения

Устройство работает следующим образом. При номинальной мощности и при ее уменьшении до 30% напряжение на нагрузке не превышает расчетных значений. На входе источника подключен фильтр третьей гармоники, состоящий из дросселя L1, конденсаторов С1 и С2, которые соединены с нейтралью через включенный оптосиммистор V1.

При уменьшении мощности нагрузки ниже 30% от номинального значения напряжение на выходе моста М становится выше расчетного значения, а напряжение, поступающее со средней точки делителя R3, R4 на инверсный вход операционного усилителя ОУ2, выше, чем опорное напряжение на неинверсном входе операционного усилителя ОУ1, становится выше опорного напряжения на неинверсном входе, а его выходное напряжение близко к нулю. Ток через светодиод прекращается, выключается оптосиммистор V1 и отключает от дросселя конденсаторы С1 и С2.

Напряжение на выходе моста снижается, однако наличие гистерезисного сопротивления R2 в операционном усилителе ОУ2 препятствует его новому переключению. Отключение конденсаторов оправдано, так как при малых нагрузках требования к синусоидальности входного тока сетевых источников питания снижаются, и часто достаточно одного дросселя в фазном проводе, чтобы получить приемлемую форму входного тока.

При увеличении тока нагрузки растет падение напряжения на дросселе L1, напряжение на выходе моста еще более снижается. В результате вновь переключаются операционные усилители ОУ1, ОУ2, включается оптосиммистор V1, резонансные конденсаторы С1, С2 подсоединяются к дросселю L1, и входной ток становится близким к синусоидальному за счет фильтрации третьей гармоники.

Рассмотренные пассивные корректоры устанавливаются по требованию заказчика в блоки питания и источники бесперебойного питания ООО «АЭИЭП» (рис. 4).

Рис. 4.

а) Блок питания DG800

б) блок питания VZ1200

в) источник бесперебойного питания ИБП600

Таблица 3. Параметры блоков питания с корректорами.

Пассивные корректоры практически не уступают по габаритам и КПД активным, хотя в несколько раз тяжелее. Но следует учесть, что пассивные корректоры, в отличие от активных, не увеличивают уровни радиопомех, а, наоборот, подавляют их за счет корректирующего дросселя L1. Это позволяет использовать ИВЭП с БТВ и пассивными корректорами в медицине, технике, связи, измерительной и другой аппаратуре, где требуются низкие уровни помех.

Похожую проблему приходится решать и при создании трехфазных ИВЭП с БТВ; хотя получить фазный ток, по форме близкий к синусоиде, в таких ИВЭП значительно проще. Известно, что в трехфазных ИВЭП в спектре входного тока отсутствуют гармоники, кратные трем, при этом коэффициент æ традиционного выпрямителя на основе трансформатора и трехфазного моста с LC -фильтром достигает 0,96. Но если на выходе моста оставить только емкость С1 (рис. 5), а такой конденсатор небольшой емкости необходим для работы большинства высокочастотных преобразователей, то коэффициент æ снижается до значения 0,7 , а форма фазного тока сильно искажается.

Рис. 5. Трехфазный мост с фильтром С и LC

Но стоит поставить между трехфазным мостом и конденсатором С1 небольшую индуктивность L1, как коэффициент æ значительно повышается, что объясняется высокой эффективностью подавления 5 из 7 гармоник индуктивностью L1, реактивное сопротивление которой хL 1 = ω×L 1 растет с увеличением частоты. На рис. 6 представлена зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения х*, где х* — нормированная величина реактивного сопротивления индуктивности L1:

где U 0 , I 0 — напряжение и ток на выходе моста.

Рис. 6. Зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения x*

Судя по рис. 6, если значение х* близко к 0, то коэффициент мощности не превышает 0,7, а форма фазного тока сильно искажена (рис. 7а).

Рис. 7. Форма кривой фазной тока для трехфазного моста, работающего на емкость, с индуктивностью L1:

а) при х* = 0,025%

б) при х* = 2,25%, æ = 0,945

в) при х* = 2,25% для трехфазного традиционного ИВЭП с LС фильтром, æ = 0,945

На рис. 7 значения фазного тока iA нормированы относительно тока I 0 (i A * = i A /I 0 ).

Анализ показывает, что достаточно увеличить величину х* до 2,25%, как коэффициент æ повышается до значения 0,95. На рис. 7б показана форма фазного тока ИВЭП с БТВ, значение корректирующей индуктивности L1 которого посчитано по формуле:

Даже при такой незначительной индуктивности кривые фазного тока и коэффициентов æ ИВЭП с БТВ и традиционного трансформаторного ИВЭП с громоздким LC -фильтром (рис. 7в) практически не отличаются. Конструктивные расчеты показывают, что объем дросселя, индуктивность которого рассчитана по формуле (3), не превышает 3-5% от объема трехфазного ИВЭП с БТВ. Пассивные корректоры установлены в большинстве зарубежных трехфазных ИВЭП с БТВ, мощностью сотни Вт - единицы кВт. На рис. 8 показан такой дроссель, который применила в трехфазном ИВЭП с БТВ мощностью 900 Вт фирма Mean Well.

Рис. 8. Внутреннее устройство в ИВЭП с БТВ мощностью 1 кВт (стрелкой показан дроссель L1)

Корректирующие дроссели устанавливаются в модулях КД 1200М, на базе которых выпускается блок питания «Береза М» (рис. 9) мощностью 2000 Вт, рассчитанный на трехфазную сеть 380 В без нулевого провода.

Рис. 9. Блок питания BR2000 («Береза М»)

Если предыдущий блок «Береза» подключался к трехфазной сети по цепи фаза-ноль и для получения синусоидального входного тока на входе каждого модуля устанавливался корректор массой ≈3,5 кг, то в блоке «Береза М» реализованы преимущества трехфазного подключения, и для получения такого же коэффициента æ на входе модуля необходим всего один дроссель с массой 0,8 кг.

Литература

• Твердов И. и др. Модернизация сетевых фильтров радиопомех на предприятии «АЭИЭП» Электронные компоненты. 2005. № 8.
• Redl R. Power-factor correction in bridge rectifier circuts with inductor and capacitor. APEC, 1995.
• Твердов И. и др. Устройство коррекции коэффициента мощности. Патент РФ № 2328067, 2007.
• Каталог продукции ООО «Александер Электрик источники электропитания» на диске, 2008, осень.
• RayW. Effect от supply reactance on power factor. APEC, 1998.

Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, импульсных источников питания приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с большим процентом содержания высоких гармоник. Из-за этого могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Также это приводит к снижению активной мощности сети.

В целях предотвращения подобного негативного воздействия на питающие сети в Европе и США действует стандарт МЭК IEC 1000-3-2 , определяющий нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Начиная с 80-х годов прошлого века и по сей день, эти нормы последовательно ужесточаются, что вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности.

Начиная с 80-х годов прошлого столетия, в вышеупомянутых странах начали активно разрабатываться и использоваться микросхемы, на базе которых можно легко создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов.

В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации, подобных ограничений для потребителей электроэнергии не вводилось. По этой причине вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров, надежных в работе и недорогих по стоимости.

Мощность искажения и обобщенный коэффициент мощности

Негативное влияние на питающую сеть определяется двумя составляющими: искажение формы тока питающей сети и потребление реактивной мощности. Степень влияния потребителя на питающую сеть зависит от его мощности.

Искажение формы тока обусловлено тем, что ток на входе вентильного преобразователя несинусоидальный (рисунок 1). Несинусоидальные токи создают на внутреннем сопротивлении питающей сети несинусоидальные падения напряжения, вызывая искажения формы питающего напряжения. Несинусоидальные напряжения сети раскладываются в ряд Фурье на нечетные синусоидальные составляющие высших гармоник. Первая - основная (та, которая должна быть в идеале), третья, пятая и т.д. Высшие гармоники оказывают крайне негативное влияние на многих потребителей, заставляя их применять специальные (зачастую весьма дорогостоящие) меры по их нейтрализации.

Рис. 1.

Потребление реактивной мощности приводит к отставанию тока от напряжения на угол (рисунок 2). Реактивную мощность потребляют выпрямители, использующие однооперационные тиристоры, задерживающие момент включения относительно точки естественной коммутации, что вызывает отставание тока от напряжения. Но еще больше реактивной мощности потребляют асинхронные электродвигатели, имеющие преимущественно индуктивный характер нагрузки. Это влечет колоссальные потери полезной мощности, за которую, к тому же, никто не хочет платить - бытовые электросчетчики считают только активную мощность.

Рис. 2.

Для описания воздействия преобразователя на питающую сеть введено понятие полной мощности:

, где:

- эффективное значение первичного напряжения,

- эффективное значение первичного тока,

, - эффективные значения напряжения и тока первичной гармоники,

Эффективные значения напряжений и тока высших гармоник.

Если первичное напряжение синусоидальное - , тогда:

,

,

ϕ 1 - угол сдвига фаз между синусоидальным напряжением и первой гармоникой тока.

N - мощность искажения, вызванная протеканием в сети токов высших гармоник. Средняя за период мощность, обусловленная этими гармониками равна нулю, т.к. частоты гармоник и первичного напряжения не совпадают.

Высшие гармоники токов вызывают помехи в чувствительном оборудовании и дополнительные потери от вихревых токов в сетевых трансформаторах.

Для вентильных преобразователей вводится понятие коэффициента мощности χ, характеризующее эффект реактивной мощности и мощности искажений:

,

- коэффициент искажения первичного тока.

Таким образом, очевидно, что коэффициент мощности зависит от угла запаздывания тока относительно напряжения и величины высших гармоник тока.

Методы повышения коэффициента мощности

Существует несколько способов уменьшения негативного влияния преобразователя на питающую сеть. Вот некоторые из них:

Использование многоступенчатого фазового управления (рисунок 3).

Рис. 3.

Применение выпрямителя с отводами от трансформатора приводит к увеличению числа пульсаций за период. Чем больше ответвлений от трансформатора, тем больше число пульсаций за период, тем ближе форма входного тока к синусоидальной. Существенным недостатком этого метода является высокая стоимость и габариты трансформатора с достаточным количеством ответвлений (для достижения эффекта их должно быть больше, чем на рисунке). Изготовление моточного элемента такой сложности - весьма непростая задача, плохо поддающаяся автоматизации - отсюда и цена. А если разрабатываемый источник вторичного электропитания мелкосерийный, то такой способ однозначно неприемлем.

Рис. 4.

Увеличения фазности выпрямителя. Метод приводит к увеличению числа пульсаций за период. Недостатком метода является очень сложная конструкция трансформатора, дорогой и громоздкий выпрямитель. Кроме того, не у всех потребителей имеется трехфазная сеть.

Использование корректоров коэффициента мощности (ККМ) . Существуют электронные и неэлектронные ККМ. В качестве неэлектронных ККМ широко применяются электромагнитные компенсаторы реактивной мощности - синхронные двигатели, вырабатывающие в сеть реактивную мощность. Очевидно, в силу понятных причин, такие системы непригодны для бытового потребителя. Электронные ККМ - система схемотехнических решений, призванная увеличить коэффициент мощности - является, пожалуй, самым оптимальным решением для бытового потребления.

Принцип работы ККМ

Основная задача ККМ - сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать от сети ток не короткими интервалами, а на всем периоде работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Для этих целей пригодны преобразователи с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу.

Методы коррекции можно условно разделить на низкочастотные и высокочастотные. Если частота работы корректора намного выше частоты питающей сети - это высокочастотный корректор, в противном случае - низкочастотный.

Рассмотрим принцип работы типового корректора мощности (рисунок 5). На положительной полуволне, в момент перехода сетевого напряжения через ноль, открывается транзистор VT1, ток протекает по цепи L1-VD3-VD8. После запирания транзистора VT1, дроссель начинает отдавать накопленную в нем энергию, через диоды VD1 и VD6 в фильтрующий конденсатор и нагрузку. При отрицательной полуволне процесс имеет аналогичный характер, только работают другие пары диодов. В результате применения такого корректора ток потребления имеет псевдосинусоидальный характер, а коэффициент мощности достигает значения 0,96…0,98. Недостатком такой схемы являются большие габариты, обусловленные применением низкочастотного дросселя.

Рис. 5.

Повышение частоты работы ККМ позволяет сократить габариты фильтра (рисунок 6). При открытом силовом ключе VT1 ток в дросселе L1 линейно нарастает - при этом диод VD5 заперт, а конденсатор С1 разряжается на нагрузку.

Рис. 6.

Затем транзистор запирается, напряжение на дросселе L1 отпирает диод VD5 и дроссель отдает накопленную энергию конденсатору, одновременно питая нагрузку (рисунок 7). В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции путем динамического изменения рабочего цикла (т.е. путем согласования цикла с огибающей напряжения сетевого выпрямителя).

Рис. 7. Формы напряжений и токов высокочастотного ККМ: а) с переменной частотой коммутации, б) с постоянной частотой коммутации

Микросхемы для построения высокоэффективных корректоров от STMicroelectronics

Учитывая возможности современной электронной индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным выбором. Интегральное исполнение всего корректора мощности или его управляющей части стало, по сути, стандартом. В настоящее время существует большее многообразие микросхем управления для построения схем ККМ, выпускаемых различными производителями. Среди всего этого многообразия стоит обратить внимание на микросхемы L6561/2/3, выпускаемые компанией STMicroelectronics (www.st.com).

L6561, L6562 и L6563 - серия микросхем, специально спроектированных инженерами компании STMicroelectronics для построения высокоэффективных корректоров коэффициента мощности (табл. 1).

Таблица 1. Микросхемы корректоров коэффициента мощности

Наименование	Напряжение питания, В	Ток включения, мкА	Ток потребления в активном режиме, мА	Ток потребления в ждущем режиме, мА	Выходной ток смещения, мкА	Время нарастания тока силового ключа, нс	Время спада тока силового ключа, нс
L6561	11…18	50	4	2,6	-1	40	40
L6562	10,3…22	40	3,5	2,5	-1	40	30
L6563	10,3…22	50	3,8	3	-1	40	30

На основе L6561/2/3 можно построить недорогой, но эффективный корректор (рисунок 8). За счет встроенной системы упреждающего управления, разработчикам удалось достигнуть обеспечения высокой точности регулирования выходного напряжения (1,5%), контролируемого встроенным усилителем рассогласования.

Рис. 8.

Предусмотрена возможность взаимодействия с DC/DC-преобразователем, подключаемым к корректору. Это взаимодействие состоит в отключении преобразователя микросхемой (если он поддерживает такую возможность) при возникновении неблагоприятных внешних условий (перегрев, перенапряжение). С другой стороны, преобразователь тоже может инициировать включение и выключение микросхемы. Встроенный драйвер позволяет управлять мощными MOSFET- или IGBT-транзисторами. Согласно утверждению производителя, на основе LP6561/2/3 можно реализовать источник питания, мощностью до 300 Вт.

В отличие от аналогов других производителей, LP6561/2/3 снабжены специальными цепями, понижающими проводимость искажений входного тока, возникающих при достижении входным напряжением нулевого значения. Основная причина этих помех - «мертвая зона», возникающая при работе диодного моста, когда все четыре диода оказываются закрытыми. Пара диодов, работающих на положительную полуволну, оказываются закрытыми из-за смены полярности питающего напряжения, а другая пара еще не успела открыться из-за собственной барьерной емкости. Этот эффект усиливается при наличии фильтрующего конденсатора, расположенного за диодным мостом, который, при смене полярности питания, сохраняет некоторое остаточное напряжение, не позволяющее диодам вовремя открываться. Таким образом, очевидно, что ток в эти моменты не протекает, его форма искажается. Применение новых контроллеров ККМ позволяет в значительной степени сократить время «мертвой зоны», уменьшая тем самым искажения.

В некоторых случаях было бы очень удобно контролировать выходное напряжение, поступающее на DC/DC-преобразователь при помощи ККМ. L6561/2/3 позволяют осуществлять такой контроль, получивший название «tracking boost control». Для этого достаточно установить резистор между выводом TBO и GND.

Стоит отметить, что все три микросхемы совместимы друг с другом по выводам. Это может значительно упростить разработку печатной платы устройства.

Итак, можно выделить следующие особенности микросхем L6561/2/3:

настраиваемая защита от перенапряжения;

сверхнизкий ток запуска (менее 50 мкА);

низкий ток покоя (менее 3 мА);

широкий предел входных напряжений;

встроенный фильтр, повышающий чувствительность;

возможность отключения от нагрузки;

возможность управления выходным напряжением;

возможность взаимодействия непосредственно с преобразователем.

Заключение

В настоящее время существуют строгие требования к соблюдению мер безопасности и экономичности современных электронных устройств. В частности, при разработке современных импульсных источников питания необходимо учитывать официально принятые стандарты. IEC 1000-3-2 является стандартом для любого мощного импульсного источника питания, поскольку определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания, мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Наличие корректора коэффициента мощности помогает удовлетворению требований этого стандарта, т.е. его наличие в мощном источнике питания является простой необходимостью. L6561/2/3 - оптимальный выбор для построения эффективного и одновременно недорогого корректора коэффициента мощности.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics

Корректор коэффициента мощности

Основные понятия

Развитие и широкое распространение импульсных методов преобразования электрической энергии привело к появлению маломощных бытовых и промышленных электроприборов с искажённой формой или не нулевым фазовым сдвигом потребляемого от сети тока (лампы дневного света, электродвигатели, телевизоры, компьютеры, микроволновые печи и пр.). Резкое увеличение числа таких потребителей сказывается на их электромагнитной совместимости и энергосистемах в целом . В 2001году МЭК приняла стандарт IEC–1000–3–2, согласно которому любая электротехническая продукция мощностью более 200 ватт, подключаемая к сети переменного тока, должна иметь активный характер входного сопротивления, то есть коэффициент мощности () должен быть равен единице.

Для повышения в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Первые применяют при неизменных нагрузках, путём введения компенсирующих реактивностей (например, конденсаторы для ламп дневного света), вторые обладают более широким спектром применения. Рассмотрим упрощенную схему активного корректора, которая приведена на рис.6.1.

Рисунок 6.1 – Упрощенная схема активного ККМ

На этом рисунке R 1 , R 2 – датчик входного напряжения (ДН), R 3 – датчик тока (ДТ). Индуктивность L, ключ VT1, диод VD1 и конденсатор С 1 образуют импульсный повышающий стабилизатор напряжения. Работа ККМ поясняется эпюрами рис.6.1б. Замыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда напряжение на выходе датчика тока ДТ становится равным нулю (т. е. при нулевом токе в индуктивности L). Размыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда линейно нарастающее напряжение с датчика тока становится равным изменяющемуся по синусоидальному закону напряжению с датчика напряжения ДН. После размыкания транзистора ток в индуктивности начинает спадать, индуктивность разряжается на нагрузку через диод VD1, ДТ и сеть. При нулевом значении тока транзистор вновь замыкается. Далее процесс повторяется. Частота коммутации ключа превышает частоту сети и составляет десятки…сотни килогерц. Усредненный ток i ср в индуктивности и потребляемый от сети, повторяет форму напряжения сети. По высокой частоте работы ключа сеть шунтируют конденсатором С 2 (обычно это доли мкФ). Можно дополнительно ввести обратную связь по выходному напряжению и обеспечить предварительную стабилизацию. Очевидно, что работа ККМ возможна, если амплитуда входного напряжения меньше напряжения на конденсаторе С 1 (с учётом отклонений). Для напряжения сети 220В (амплитуда 311В), выходное напряжение ККМ принимают равным 380…400В.

Разновидности ККМ

В рассмотренной выше схеме ККМ используется, так называемый, метод граничного управления. Он наиболее прост в реализации, но размыкание ключа производится при значительном токе, что связано с существенными потерями мощности.

Известны и другие методы управления ключом в ККМ :

· управление по пиковому значению тока

· метод разрывных токов с ШИМ.

· управление по среднему значению тока.

Сущность этих методов поясняется эпюрами рис.6.2 а, б, в соответственно.

Рисунок 6.2 – Управление ключом в ККМ

Управление по пиковому значению тока (рис. 6.2.а) привлекательно по малым обратным помехам (в сеть) и малым броскам тока через ключ, но имеет место изменение частоты и жесткая коммутация силового диода.

Управление методом разрывных токов с ШИМ (рис. 6.2.б). Реализация этого метода близка к методу граничного управления, но отличается постоянной частотой коммутации. Достоинством является простая схема управления, но разрывные токи дросселя становятся дополнительным источником помех. Управление по среднему значению тока (рис. 6.2.в) производится при неизменной частоте, а наличие интегратора для усреднения тока повышает помехозащищённость системы управления. Обычно пиковое значение пульсаций тока дросселя находится в пределах 20% от среднего значения и именно этот метод управления применяют в корректорах на мощности более 300 ватт.

Cуществуют не только однофазные, но и трёхфазные корректоры коэффициента мощности. Силовой контур трёхфазного ККМ с одним управляемым ключом приведен на рис. 6.3 , а на рис. 6.4 и 6.5 показаны эпюры, поясняющие работу.

Рисунок 6.3 – Силовой контур трёхфазного ККМ

Рисунок 6.4 – Эпюры токов реакторов L1,L2,L3 трёхфазного ККМ

Рисунок 6.5 – Эпюры основных процессов трёхфазного ККМ

Управление ключом производится аналогично однофазному корректору.

В рассмотренных схемах ККМ, последний пропускает всю мощность нагрузки. Это последовательный корректор и его элементная база сдерживает увеличение выходной мощности. ККМ может быть построен и по ампердобавочной (рис.1.19) схеме – включение активного фильтра тока параллельно нагрузке. В этом случае, установленная мощность элементов активного фильтра, предназначенного для компенсации только мощности искажений от высших гармоник входного тока, будет на уровне, определяемом коэффициентом гармоник этого тока (например, 0,3 для трёхфазной мостовой схемы и 0,15 для двенадцатифазной схемы выпрямления) . Структурная схема такого ККМ приведена на рис. 6.6. Принцип компенсации высших гармоник в кривой тока, потребляемого от сети, поясняется эпюрами рис. 6.7. Для наглядности форма тока нагрузки принята прямоугольной. Корректор формирует разность между гармоникой тока сети и фактическим током нагрузки

Проблемы отбора мощности классическим выпрямителем

Основной проблемой классического выпрямителя с накопительным конденсатором, работающего от синусоидального или другого непрямоугольного напряжения, является тот факт, что отбор энергии от сети происходит только в те моменты времени, когда напряжение в ней больше, чем напряжение на накопительном конденсаторе. Действительно, конденсатор может заряжаться только если к нему приложено напряжение, большее чем то, до которого он уже заряжен.

Причем в те моменты, когда напряжение сети становится больше напряжения конденсатора, ток зарядки очень велик, а все остальное время он нулевой. Получается, что, например, для синусоидального напряжения питания, наблюдаются всплески тока при достижении напряжением амплитудных значений. Если Ваше устройство потребляет небольшую мощность, то это можно стерпеть. Но для нагрузки, скажем, 1 кВт 220В всплески тока могут достигать 100 А. Что совершенно неприемлемо.

Вашему вниманию подборки материалов: R7 - 10 Ом. R6 - 0.1 Ом. R4 - 300 кОм, R5 - 30 кОм. R3 - 100 кОм, C4 - 1 нФ. Эти элементы задают частоту работы ШИМ контроллера. Подбираем их так, чтобы частота составила 30 кГц. C3 - 0.05 мкФ. Это частотная коррекция цепи обратной связи. Если выходное напряжение начинает пульсировать или недостаточно быстро устанавливается при изменении тока нагрузки, то эту емкость надо подобрать. VD2 - HER208. C1 - 1000 мкФ. C2 - 4700 мкФ. VD1 - Стабилитрон 15 В. R1 - 300 кОм 0.5 Вт. VT1 - Высоковольтный транзистор на 400 вольт. Это схема запуска, через этот транзистор ток идет только в начале работы. После появления ЭДС на обмотке L2, транзистор закрывается. Так что рассеиваемая мощность на этом транзисторе невелика. D2 - интегральный стабилизатор напряжения (КРЕН) на 12В. D1 - Интегральный ШИМ контроллер. Подойдет 1156ЕУ3 или его импортный аналог UC3823 . Добавление от 27.02.2013 Иностранный производитель контроллеров Texas Instruments преподнес нам удивительно приятный сюрприз. Появились микросхемы UC3823A и UC3823B. У этих контроллеров функции выводов немного не такие, как у UC3823. В схемах для UC3823 они работать не будут. Вывод 11 теперь приобрел совсем другие функции. Чтобы в описанной схеме применить контроллеры с буквенными индексами A и B, нужно вдвое увеличить резистор R6, исключить резисторы R4 и R5, подвесить (никуда не подключать) ножку 11. Что касается российских аналогов, то нам читатели пишут, что в разных партиях микросхем разводка разная (что особенно приятно), хотя мы пока новой разводки не встречали. L1 - дроссель 2 мГн, рассчитанный на ток 3 А. Можно намотать на сердечнике Ш16х20 четырьмя проводами 0.5 мм, сложенными вместе, 130 витков, зазор 3 мм. L2 - 8 витков провода 0.2 мм. Выходное напряжение формируется на конденсаторе C5. Комментарий: В параметрах дросселя была ошибка, на которую нам указали читатели. Теперь она исправлена. Кроме того, для повышения стабильности работы схемы может быть полезно ограничить максимальное время открытия силового полевого транзистора. Для этого устанавливаем подстроечный резистор между 16 ножкой микросхемы и минусовым проводом питания, а движок соединяем с ножкой 8. (Как, например, на этой схеме .) Подстраивая этот резистор, можно регулировать максимальную скважность импульсов от ШИМ-контроллера. К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости , чтобы быть в курсе. Если что-то непонятно, обязательно спросите! Задать вопрос. Обсуждение статьи. сообщений. Здравствуйте! Можно ли обмотку l2 дополнительно использовать для питания: драйв еров ir2101 и гальванически связанного с ними контроллера инвертора трехфазного асинхронного двигателя. Питание драйверов верхних ключей бутстрепное. С уважением, Борис Схема импульсного блока питания. Расчет на разные напряжения и токи.... Полумостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, ... Как работает полу-мостовой стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описание... ШИМ, PWM контроллер. Усилитель ошибки. Частота. Инвертирующий, неинвер... ШИМ контроллер. Синхронизация. Обратная связь. Задание частоты.... устройство для резервного, аварийного, запасного питания котла, циркул... У меня установлен газовый отопительный турбо котел, требующий электропитания. Кр... Режим непрерывного / прерывного (прерывистого) тока через катушку инду... Сравнение режимов непрерывного и прерывного тока. Онлайн расчет для повышающей, ... Понижение напряжения постоянного тока. Как работает понижающий преобразователь н... Составной транзистор. Схемы Дарлингтона, Шиклаи. Расчет, применение... Составной транзистор - схемы, применение, расчет параметров. Схемы Дарлингтона, ...